9.3: OTROS CONSIDERACIONES

Una miríada de características de rendimiento se combinan para determinar la utilidad general de un amplificador operacional. Las posibilidades de modificaciones que comprometen una característica para potenciar otra son numerosas en este tipo de circuitos complejos. Si bien la principal ventaja del diseño de dos etapas se centra en su dinámica fácilmente controlada, la topología se puede adaptar fácilmente a aplicaciones específicas mediante otros tipos de modificaciones. Esta sección indica algunas de las características “ocultas” del diseño de dos etapas y señala la posibilidad de ciertos tipos de compromisos de diseño.

Estabilidad a la temperatura

La última sección muestra que el uso de retroalimentación interna para compensar el amplificador en discusión produce una función de transferencia de bucle abierto inversamente proporcional a la admitancia de transferencia de la red compensadora en un amplio rango de frecuencias. La constante de proporcionalidad para esta y otras variaciones del diseño de dos etapas incluye la transconductancia de cualquier transistor de entrada, y por lo tanto está inversamente relacionada con la temperatura si la corriente del colector de estos transistores es independiente de la temperatura. Esta variación relativamente leve con la temperatura es tolerable en muchas aplicaciones.

Si se requiere una mayor estabilidad de la función de transferencia, la corriente de polarización de la etapa de entrada se puede hacer directamente proporcional a la temperatura absoluta. Como resultado, la transconductancia de la etapa de entrada y, por lo tanto, la función de transferencia de bucle abierto, serán independientes de la temperatura. Una ventaja adicional de este tipo de variación de polarización-corriente es que compensa parcialmente las variaciones de ganancia de corriente del transistor de entrada con la temperatura y, por lo tanto, reduce los cambios de corriente de entrada.

La dependencia requerida de la temperatura de polarización-corriente se puede implementar mediante la selección apropiada del voltaje total aplicado a la unión base-emisor y la resistencia del emisor de la fuente de corriente de la etapa de entrada (\(Q_3\)en la Figura 9.1). Se puede demostrar que la corriente de salida de la fuente será directamente proporcional a la temperatura si este voltaje es constante y es aproximadamente igual al voltaje de banda prohibida de energía\(V_{go}\) (ver Problema P9.11).

Rendimiento de señal grande

El análisis de los efectos de la compensación sobre el rendimiento del amplificador se ha limitado hasta ahora a la operación de región lineal. Es claro que la compensación también afecta el comportamiento de señal grande. Por ejemplo, una función de transferencia de bucle abierto similar a la obtenida usando un condensador de\(20-pF\) compensación podría obtenerse conectando un\(3.6-\mu F\) condensador y una\(500-\Omega\) resistencia conectados en serie desde la base\(Q_5\) a tierra. Sin embargo, la recuperación de la sobrecarga podría retrasarse mucho con este tipo de compensación debido al tiempo requerido para cambiar el voltaje en un\(3.6-\mu F\) condensador con la corriente limitada disponible en este nodo.

La compensación también limita la tasa de respuesta, o la tasa de tiempo máximo de cambio de la tensión de salida del amplificador. Considere una tasa de cambio de tiempo de voltaje de salida\(\dot{v}_O\). Si\(C_c\) se utiliza un condensador de compensación, la corriente del condensador requerida en el nodo incluyendo la base de\(Q_5\) es\(C_c \doet{v}_O\). La magnitud máxima de la corriente que puede ser suministrada a este nodo por la primera etapa y que está disponible para cargar el condensador es aproximadamente igual a la corriente de polarización de reposo de cualquiera de los transistores de entrada\(I_{C1}\). Por lo tanto, la tasa de giro es\(\dot{v}_O (\max) = I_{C1}/C_c\). Sin embargo, la relación\(I_{C1}/C_c\) también controla la frecuencia de unidad-ganancia del amplificador, ya que esta frecuencia es\(g_{m1}/2C_c = qI_{C1}/2kTC_c\). El punto importante es que si alguna consideración, como el desplazamiento de fase de las singularidades de alta frecuencia, limita la frecuencia de ganancia unitaria, también limita la tasa de respuesta si se usa un solo condensador para compensar el amplificador.

Una forma de eludir esta relación es agregar resistencias de emisor de igual valor a ambos transistores de entrada para que la transconductancia de la etapa de entrada sea menor que\(g_{m1} /2\). Desafortunadamente, la degeneración del emisor también degrada la deriva del amplificador. Otra posibilidad más atractiva es el uso de una compensación más involucrada que la proporcionada por un solo condensador. Esta alternativa se discutirá en el Capítulo 13.

Compromiso de diseño

Existen muchas variaciones de la topología básica del amplificador que dan como resultado diseños útiles, y algunas de estas variaciones se ilustrarán en el Capítulo 10. Otros grados de libertad son posibles variando la corriente de funcionamiento en reposo y cambiando los tipos de transistores. El propósito de esta sección es

indican cómo estas variaciones influyen en el rendimiento del amplificador.
Considere los cambios que resultan del aumento de todas las corrientes de funcionamiento quiescentes en un factor K. Este cambio se puede efectuar disminuyendo todas las resistencias de circuito por el mismo factor. En respuesta al cambio actual, todos los internos

las resistencias de los transistores disminuirán por el mismo factor, ya que todas son múltiplos de\(1/g_m\). Las ganancias de corriente de los diversos transistores no cambian significativamente si no\(K\) es muy diferente de uno. Así, la ganancia de voltaje d-c, que es una relación de conductancias de transistor y circuito del amplificador, no cambiará en respuesta a cambios en la corriente de reposo. La corriente de entrada aumentará directamente con la corriente de reposo, y la deriva puede aumentar algo debido al aumento del autocalentamiento en la primera etapa.

Las dinámicas para el diseño en cuestión (al menos sin compensación) están determinadas principalmente por los valores de resistencia y capacitancia en la base de\(Q_5\) y en el colector de\(Q_6\). Los valores de resistencia en estos nodos

disminuir en una cantidad\(K\), ya que consisten en combinaciones de resistencias de transistor y circuito. Los valores de capacitancia permanecen constantes, al menos para cambios moderados con respecto a los niveles utilizados en las últimas secciones, por la siguiente razón. Las capacitancias involucradas son capacitancias de unión de transistores\(C_{gd}\)\(C_{\mu}\),, y\(C_{\pi}\). Capacitancias\(C_{gd}\) y\(C_{\mu}\) son independientes del nivel de corriente, mientras que C es la suma de un término constante más un componente linealmente proporcional a la corriente. Para los tipos de transistores que probablemente se utilicen en este circuito, el término proporcional a la corriente no es importante en niveles inferiores\(1\ mA\). Por lo tanto, un incremento en los niveles de corriente en tanto como un factor de 10 a partir de los valores indicados en la Figura 9.1 no cambia significativamente las capacitancias críticas de los nodos.

El argumento anterior muestra que los aumentos moderados en la corriente de operación provocan aumentos proporcionales en las ubicaciones de los polos de bucle abierto no compensados. La forma de la función de transferencia de bucle abierto no compensada del amplificador permanece sin cambios y simplemente se desplaza hacia una frecuencia más alta. La posibilidad de aumentar el ancho de banda después de la compensación como resultado de esta modificación es evidente.

Una segunda alternativa es cambiar las relaciones relativas de las corrientes de primera y segunda etapa. Un incremento en la corriente de la segunda etapa en relación con la de la primera etapa tiene tres efectos principales:

1. La deriva aumenta porque la carga de la segunda etapa se vuelve más significativa.

2. La ganancia disminuye debido a que disminuye la resistencia de entrada de la segunda etapa.

3. El ancho de banda aumenta porque las resistencias de la segunda etapa disminuyen.

La elección de los dispositivos activos proporciona una flexibilidad significativa. Los tipos de transistores mostrados en la Figura 9.1 se seleccionaron principalmente para valores altos de\(\beta\) y\(1/\eta\). Estos tipos dan como resultado un diseño de amplificador con alta ganancia de voltaje d-c, baja corriente de entrada y baja deriva. Desafortunadamente, debido a los compromisos necesarios en la fabricación de transistores, estos tipos pueden tener capacitancias de unión relativamente altas.

Claramente, se pueden usar transistores de frecuencia más alta en el diseño. De hecho, los amplificadores con esta topología han sido operados con anchos de banda de bucle cerrado superiores a 100 MHz seleccionando apropiadamente los tipos de transistores y las corrientes de operación. Sin embargo, la ganancia de voltaje d-c para un diseño que utiliza transistores de alta frecuencia suele ser de uno a dos órdenes de magnitud menor que la del diseño mostrado en la Figura 9.1. La corriente de entrada y la deriva de voltaje también se degradan severamente. Además, muchos transistores de alta frecuencia tienen voltajes de ruptura del orden de 10 a 15 voltios, lo que resulta en un rango dinámico limitado para un amplificador que usa dichos transistores.

A veces se utilizan tipos de alta frecuencia para transistores\(Q_4\) y\(Q_5\), con tipos de alta ganancia utilizados en otras ubicaciones. Este cambio mejora el ancho de banda del amplificador, pero compromete la ganancia y deriva de voltaje debido a la menor ganancia de corriente típica de los transistores de alta frecuencia. Dado que los transistores\(Q_4\) y\(Q_5\) operan a bajos niveles de voltaje, el rango dinámico no se altera.