10.5: Adiciones para mejorar el rendimiento

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James K. Roberge
Massachusetts Institute of Technology via MIT OpenCourseWare

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Los amplificadores operacionales generalmente están diseñados para aplicabilidad de propósito general. Por esta razón y debido a las limitaciones inherentes a la fabricación de circuitos integrados, la combinación de un amplificador operacional de circuito integrado con unos pocos componentes discretos a menudo adapta el rendimiento de manera ventajosa para ciertas aplicaciones. El uso de redes de compensación personalizadas le da al diseñador una poderosa técnica para modificar la dinámica de los amplificadores operativos compensados externamente. Este tema se discute en el Capítulo 13. Otras modificaciones de uso frecuente están destinadas a mejorar las características de la etapa de entrada o de la etapa de salida de los amplificadores monolíticos, y algunas de estas adiciones se mencionan en esta sección.

Una ventaja que tienen muchos amplificadores operacionales de componentes discretos en comparación con algunos diseños de circuitos integrados es la menor corriente de entrada. Esta mejora generalmente resulta porque la corriente de entrada del diseño de componentes discretos es compensada por una de las técnicas descritas en la Sección 7.4.2. Estas técnicas pueden reducir la corriente de entrada de diseños de componentes discretos, particularmente a una temperatura, a niveles muy bajos. Las mismas técnicas se pueden utilizar para bajar la corriente de entrada de los amplificadores de circuito integrado. Muchos amplificadores pueden ser bien compensados usando transistores como se muestra en la Figura 7.14. Deben usarse tipos de transistores, como el 2N4250 o 2N3799, que tienen características de ganancia de corriente versus temperatura similares a las de los transistores de entrada de muchos amplificadores.

2021-08-18 10.09.06.png — Figura 10.24 Compensación de corriente de entrada para seguidor de voltaje.

La conexión que se muestra en la Figura 10.24 se puede utilizar para reducir la corriente de entrada de un LML0la conectado a un seguidor. Como consecuencia de la corriente de funcionamiento de la etapa de entrada dependiente de la temperatura de este amplificador (ver Sección 10.4.1), el coeficiente de temperatura de su corriente de entrada es de aproximadamente 0.3% por grado centígrado, comparable al de un diodo de silicio polarizado directo a temperatura ambiente.

Otra posibilidad implica el uso de la baja corriente de entrada LM110 como preamplificador para un amplificador operacional. Dado que el ancho de banda del LM110 es mucho mayor que el de la mayoría de los amplificadores operacionales de propósito general, la dinámica del bucle de retroalimentación no se ve afectada por la adición del preamplificador. Si bien esta conexión aumenta la deriva de voltaje, el uso de autocalentamiento (ver Sección 10.4.4) y una simple compensación de corriente de entrada pueden resultar en una corriente de entrada$0.5\ nA$ por debajo de un amplio rango de temperatura. (Si bien el LM108 tiene una corriente de entrada comparablemente baja, su dinámica y capacidad de conducción de carga son inferiores a las de muchos otros amplificadores de propósito general. Como resultado, la conexión aquí descrita es ventajosa en algunas aplicaciones).

2021-08-18 10.14.40.png — Figura 10.25 Uso de seguidores FET.

Transistores de efecto de campo (Si bien los transistores de efecto de campo mejor emparejados se fabrican mediante un proceso monolítico, el proceso no puede fabricar simultáneamente transistores bipolares de alta calidad. Algunos fabricantes ofrecen circuitos integrados híbridos que combinan dos chips en un paquete para proporcionar un amplificador operacional de entrada FET. El$\mu A740$ es un amplificador monolítico de entrada FET, pero su rendimiento no es tan bueno como el de los híbridos.) se puede conectar como seguidores de fuente frente a un amplificador operativo como se muestra en la Figura 10.25. La corriente de entrada de una fracción de un nA a temperaturas moderadas se obtiene a expensas de una mayor deriva y una relación de rechazo de modo común más pobre. El uso de transistores de efecto de campo dual pensativos relativamente inex produce cifras de deriva típicas de 10 a 100 pV, /C. El producto de la resistencia de salida del seguidor de fuente y la capacitancia de entrada del amplificador es normalmente lo suficientemente pequeño como para que la dinámica permanezca sin cambios. Si esta carga capacitiva es un problema, los terminales de puerta y fuente de los FET se pueden derivar con condensadores pequeños.

Es posible reducir la deriva de un amplificador operacional precediéndolo con una etapa de amplificador diferencial, ya que la deriva de un amplificador diferencial de componentes discretos adecuadamente diseñado puede hacerse una fracción de un microvoltio por grado centígrado (ver Capítulo 7). Este método es más efectivo cuando se obtiene una ganancia de voltaje relativamente alta de la etapa diferencial y cuando su corriente de funcionamiento es alta en comparación con la corriente de entrada del amplificador operacional. Un circuito integrado recientemente desarrollado (el LM121) también está destinado a funcionar como un preamplificador para amplificadores operativos. La corriente de polarización de este preamplificador se puede ajustar, y es posible una deriva combinada de menos de un microvoltio por grado centígrado. El uso de un preamplificador que proporciona ganancia de voltaje a menudo complica la compensación porque el aumento de la transmisión en bucle que resulta puede comprometer la estabilidad en algunas aplicaciones.

La corriente de salida obtenible a partir de un amplificador operacional de circuito integrado está limitada por la geometría relativamente pequeña de los transistores de salida y por la baja disipación de potencia de un chip pequeño. Estas limitaciones se pueden superar siguiendo el amplificador con una etapa de salida separada.

Hay otra ventaja significativa de rendimiento asociada con el uso de una etapa de salida externa. Si la corriente de salida se suministra desde un transistor incluido en el chip, la disipación de potencia del chip dominante es la asociada con la corriente de carga cuando se suministran corrientes superiores a varios miliamperios. Como consecuencia, la temperatura del chip puede depender fuertemente del nivel de voltaje de salida. Como se mencionó anteriormente, la retroalimentación térmica a los transistores de entrada deteriora el rendimiento debido a la deriva asociada y los cambios de corriente de entrada. Una etapa de salida correctamente diseñada puede aislar el amplificador de los cambios en la corriente de carga para que la temperatura del chip sea prácticamente independiente del voltaje y la corriente de salida.

Se pueden utilizar diseños de etapa de salida del tipo descrito en la Sección 8.4. El ancho de banda amplio de los circuitos emisores seguidores normalmente no compromete la respuesta de frecuencia. La etapa de salida puede ser un diseño de componentes discretos, o se puede usar cualquiera de varios circuitos integrados monolíticos o hidruros. El MC1538R es un ejemplo de un circuito monolítico que se puede utilizar como búfer de salida de ganancia de unidad para un amplificador operacional. Este circuito está alojado en un paquete relativamente grande que permite una disipación de potencia sustancial, y puede proporcionar corrientes de salida tan altas como$300\ mA$. Su ancho de banda supera los 8 MHz, considerablemente mayor que el de la mayoría de los amplificadores operacionales de propósito general.

Otra posibilidad en situaciones de baja potencia de salida es utilizar un segundo amplificador operacional conectado como amplificador no inversor (se usan comúnmente ganancias entre 10 y 100) como etapa de salida para un amplificador operacional anterior. Las ventajas incluyen el aumento de ganancia de bucle abierto proporcionado por el amplificador no inversor, y la eliminación virtual de los problemas de retroalimentación térmica ya que el voltaje de salida máximo requerido del primer amplificador es el voltaje de salida máximo de la combinación dividido por la ganancia de bucle cerrado del no inversor amplificador. Con frecuencia es necesario compensar el primer amplificador de manera muy conservadora para mantener la estabilidad en los bucles de retroalimentación que utilizan esta combinación.

PROBLEMAS

Ejercicio$\PageIndex{1}$

Usted es el presidente de Single-Stone Semiconductor, Inc. su producto más vendido es un amplificador operacional de uso general que tiene dimensiones de chip de 0.05 pulgadas cuadradas. La experiencia demuestra que obtienes una ganancia satisfactoria si vendes tus circuitos a un precio igual a 10 veces el costo a nivel de oblea. Actualmente fabrica sus circuitos en obleas con un área utilizable de 3 pulgadas cuadradas. El costo de procesar una sola oblea es de $40, y los rendimientos son tales que actualmente vende su amplificador por un dólar. Su ingeniero jefe describe un nuevo amplificador que ha diseñado. Tiene características muy superiores a su modelo actual y se puede hacer por el mismo proceso, pero requiere un tamaño de chip de 0.05 pulgadas por 0.1 pulgadas. Explícale a tu ingeniero el efecto que tendría este cambio en el precio de venta. Puede suponer que los defectos de oblea se distribuyen aleatoriamente.

Ejercicio$\PageIndex{2}$

Un repetidor de corriente del tipo mostrado en la Figura 10.9 se investiga con un trazador de curva de transistor. La conexión a tierra en esta figura está conectada al terminal emisor curvo-trazador, la entrada está conectada al terminal base del trazador, y la salida del repetidor está conectada al terminal colector del trazador de curva. Supongamos que ambos transistores tienen valores idénticos para$I_S$ y ganancia de corriente muy alta. Dibuja el tipo de visualización que esperas en el trazador de curvas.

Ejercicio$\PageIndex{3}$

Supongamos que es posible fabricar transistores lateral-PNP con una ganancia de corriente de 100 y un valor$C_{\pi}$ igual a$400\ pF$ at$100\ \mu A$ de corriente de colector. Un repetidor de corriente de ganancia unitaria se construye biseccionando el colector de uno de estos transistores y conectando el dispositivo como se muestra en la Figura 10.10. Calcular la frecuencia 0.707 de la función de transferencia de corriente para esta estructura operando a una corriente de colector total de$100\ \mu A$. Se puede descuidar$C_{\mu}$ y base de resistencia para el transistor. Contraste este valor con la frecuencia a la que la ganancia de corriente de un transistor lateral-PNP de colector único con parámetros similares cae a 0.707 de su valor de baja frecuencia.

Ejercicio$\PageIndex{4}$

2021-08-18 10.38.43.png — Figura 10.26 Fuente de corriente de muy bajo nivel.

La Figura 10.26 muestra una conexión que puede ser utilizada como fuente de corriente de muy bajo nivel. Supongamos que todos los transistores tienen valores idénticos de$I_S$$\beta$, alto, y están a una temperatura de$300^{\circ} K$. Encuentre valores para$R_1, R_2$, y$R_3$ tal que la corriente de salida esté$1\ \mu A$ sujeta a la restricción de que la suma de los valores de resistencia es menor que$100\ k\Omega$.

Ejercicio$\PageIndex{5}$

Considere las tres estructuras repetidoras de corriente mostradas en las figuras 10.9, 10.11$a$ y 10.11$b$. Suponga transistores perfectamente emparejados y calcule la resistencia de salida incremental de cada conexión en términos de$\beta$ y$\eta$ de los transistores y el nivel de corriente de operación.

Ejercicio$\PageIndex{6}$

2021-08-18 10.47.26.png — Figura 10.27 Etapa de salida del amplificador.

La etapa final de ganancia de voltaje y el búfer de salida de un amplificador operacional de circuito integrado se muestran en la Figura 10.27. Calcular el nivel de colector-corriente en reposo del seguidor de emisor complementario. Se puede suponer que la ganancia de corriente de los transistores NPN es de 100, mientras que la de PNP'S es de 10. Además, puede asumir que todos los NPN tienen características idénticas, al igual que todos los PNP'S.

Ejercicio$\PageIndex{7}$

2021-08-18 10.49.47.png — Figura 10.28 Etapa de entrada del amplificador.

En la Figura 10.28 se muestra una etapa de entrada de amplificador operacional. Calcular la deriva referida a la entrada de este amplificador atribuible a los cambios en la ganancia de corriente de los transistores utilizados en el repetidor de corriente. Puede suponer que estos transistores están perfectamente emparejados, tienen una ganancia de corriente de emisor común de 100 y un cambio fraccionario en la ganancia de corriente de 0.5% por grado centígrado. Sugerir una modificación de circuito que reduzca esta deriva.

Ejercicio$\PageIndex{8}$

2021-08-18 10.55.28.png — Figura 10.29 Circuito de polarización.

Una porción de la circuitería de polarización del amplificador operacional LM101A se muestra en la Figura 10.29. Este circuito tiene la interesante propiedad de que para un nivel de corriente de funcionamiento correctamente elegido, el voltaje de polarización es relativamente insensible a los cambios en el nivel de corriente. Determinar el valor de$I_B$ que hace$\partial V_O/\partial I_B$ cero. Puede asumir una alta ganancia de corriente para ambos transistores.

Ejercicio$\PageIndex{9}$

Determine cómo la frecuencia de ganancia unitaria y la tasa de respuesta se relacionan con la corriente de polarización de primera etapa para el amplificador$\mu A776$ operacional. Utilice las especificaciones de este amplificador para estimar la corriente de reposo de la etapa de entrada a un valor de corriente establecida de$1.5\ \mu A$. Suponiendo que la relación entre la corriente de polarización y la corriente establecida permanece constante para valores más bajos de la corriente establecida, estime el tiempo de subida del 10 al 90% en respuesta a un paso para el$\mu A776$ conectado como un amplificador no inversor de ganancia de diez a una corriente establecida de$1\ nA$. También estime la tasa de respuesta y el consumo de energía para el$\mu A776$ a esta corriente establecida.

Ejercicio$\PageIndex{10}$

2021-08-18 11.10.00.png — Figura 10.30 Oscilador no lineal.

A$\mu A776$ está conectado en un bucle con un LM101A como se muestra en la Figura 10.30.

(a) Demostrar que esta es una manera de implementar un generador de funciones similar al descrito en la Sección 6.3.3.

(b) Trazar las características de transferencia del LM101A con retroalimentación (es decir, el voltaje$v_A$ en función de$v_B$).

(c) Dibujar las formas de onda$v_A(t)$ y$v_B(t)$ para este circuito. Se puede suponer que la tasa de giro del 101A es mucho mayor que la de la$\mu A776$.

d) ¿Cómo cambian estas formas de onda en función de$I_{SET}$?

Ejercicio$\PageIndex{11}$

2021-08-18 11.16.28.png — Figura 10.31 Amplificador operacional.

En la Figura 10.31 se muestra un esquema simplificado de un amplificador operacional.

(a) ¿Cuántas etapas tiene este amplificador?

(b) Hacer la suposición (probablemente injustificada) de que todos los transistores tienen valores idénticos (altos) para$\beta$ e idénticos valores para$\eta$. Asumir además que los pares apropiados tienen valores coincidentes de$I_S$. Calcular la ganancia de baja frecuencia del amplificador.

(c) Calcule la frecuencia de ganancia unitaria del amplificador y la tasa de respuesta en función de la corriente$I$, el condensador$C_c$ y cualquier otra cantidad que necesite. Se puede suponer que este condensador domina la dinámica del amplificador.

(d) Sugerir una modificación de circuito que conserve las características esenciales del rendimiento del amplificador, pero aumente su ganancia de voltaje de baja frecuencia.

Ejercicio$\PageIndex{12}$

Las especificaciones para el amplificador operacional LM101A indican una corriente de polarización de entrada máxima$100\ nA$ y un coeficiente de temperatura máximo de la corriente de compensación de entrada (la corriente de compensación de entrada es la diferencia entre la corriente de polarización requerida en las dos entradas del amplificador) de$0.2\ nA$ por grado Centígrado. Estas especificaciones se aplican en un rango de temperatura de$-55^{\circ} C$ a$+ 125^{\circ} C$. Nuestro objetivo es preceder a este amplificador con un par emparejado de 2N5963

transistores conectados como seguidores de emisor para que pueda ser utilizado en aplicaciones que requieran corrientes de entrada muy bajas. Suponga que puede hacer coincidir pares de transistores 2N5963 para que la diferencia en los voltajes de base a emisor del par sea menor que$2\ mV$ en corrientes de colector iguales. Diseñe un circuito seguidor de emisor utilizando uno de estos pares y cualquier componente de bias-circuito requerido con las siguientes características:

1. La corriente de polarización requerida en la entrada de los seguidores del emisor es relativamente independiente del nivel de modo común en el rango de$\pm 10$ voltios.

2. La deriva referida a la entrada agregada al circuito completo por los seguidores emisores es menor que$\pm 2\ \mu V$ por grado centígrado. Indique cómo planea equilibrar el par emisor-seguidor en conjunto con el amplificador para lograr este resultado.

Estime la corriente de entrada para el amplificador modificado con su circuito, asumiendo que la ganancia de corriente del emisor común del 2N5963 es 1000. Estimar la resistencia diferencial de entrada del amplificador modificado. Probablemente necesitará conocer la resistencia diferencial de entrada del LM101A para completar este cálculo. Para determinar esta cantidad, mostrar que para la topología de etapa de entrada LM101A, la resistencia diferencial de entrada se puede determinar solo a partir de la corriente de polarización de entrada.