8.4: AMPLIFICADORES DE SALIDA
- Page ID
- 84117
\( \newcommand{\vecs}[1]{\overset { \scriptstyle \rightharpoonup} {\mathbf{#1}} } \)
\( \newcommand{\vecd}[1]{\overset{-\!-\!\rightharpoonup}{\vphantom{a}\smash {#1}}} \)
\( \newcommand{\id}{\mathrm{id}}\) \( \newcommand{\Span}{\mathrm{span}}\)
( \newcommand{\kernel}{\mathrm{null}\,}\) \( \newcommand{\range}{\mathrm{range}\,}\)
\( \newcommand{\RealPart}{\mathrm{Re}}\) \( \newcommand{\ImaginaryPart}{\mathrm{Im}}\)
\( \newcommand{\Argument}{\mathrm{Arg}}\) \( \newcommand{\norm}[1]{\| #1 \|}\)
\( \newcommand{\inner}[2]{\langle #1, #2 \rangle}\)
\( \newcommand{\Span}{\mathrm{span}}\)
\( \newcommand{\id}{\mathrm{id}}\)
\( \newcommand{\Span}{\mathrm{span}}\)
\( \newcommand{\kernel}{\mathrm{null}\,}\)
\( \newcommand{\range}{\mathrm{range}\,}\)
\( \newcommand{\RealPart}{\mathrm{Re}}\)
\( \newcommand{\ImaginaryPart}{\mathrm{Im}}\)
\( \newcommand{\Argument}{\mathrm{Arg}}\)
\( \newcommand{\norm}[1]{\| #1 \|}\)
\( \newcommand{\inner}[2]{\langle #1, #2 \rangle}\)
\( \newcommand{\Span}{\mathrm{span}}\) \( \newcommand{\AA}{\unicode[.8,0]{x212B}}\)
\( \newcommand{\vectorA}[1]{\vec{#1}} % arrow\)
\( \newcommand{\vectorAt}[1]{\vec{\text{#1}}} % arrow\)
\( \newcommand{\vectorB}[1]{\overset { \scriptstyle \rightharpoonup} {\mathbf{#1}} } \)
\( \newcommand{\vectorC}[1]{\textbf{#1}} \)
\( \newcommand{\vectorD}[1]{\overrightarrow{#1}} \)
\( \newcommand{\vectorDt}[1]{\overrightarrow{\text{#1}}} \)
\( \newcommand{\vectE}[1]{\overset{-\!-\!\rightharpoonup}{\vphantom{a}\smash{\mathbf {#1}}}} \)
\( \newcommand{\vecs}[1]{\overset { \scriptstyle \rightharpoonup} {\mathbf{#1}} } \)
\( \newcommand{\vecd}[1]{\overset{-\!-\!\rightharpoonup}{\vphantom{a}\smash {#1}}} \)
\(\newcommand{\avec}{\mathbf a}\) \(\newcommand{\bvec}{\mathbf b}\) \(\newcommand{\cvec}{\mathbf c}\) \(\newcommand{\dvec}{\mathbf d}\) \(\newcommand{\dtil}{\widetilde{\mathbf d}}\) \(\newcommand{\evec}{\mathbf e}\) \(\newcommand{\fvec}{\mathbf f}\) \(\newcommand{\nvec}{\mathbf n}\) \(\newcommand{\pvec}{\mathbf p}\) \(\newcommand{\qvec}{\mathbf q}\) \(\newcommand{\svec}{\mathbf s}\) \(\newcommand{\tvec}{\mathbf t}\) \(\newcommand{\uvec}{\mathbf u}\) \(\newcommand{\vvec}{\mathbf v}\) \(\newcommand{\wvec}{\mathbf w}\) \(\newcommand{\xvec}{\mathbf x}\) \(\newcommand{\yvec}{\mathbf y}\) \(\newcommand{\zvec}{\mathbf z}\) \(\newcommand{\rvec}{\mathbf r}\) \(\newcommand{\mvec}{\mathbf m}\) \(\newcommand{\zerovec}{\mathbf 0}\) \(\newcommand{\onevec}{\mathbf 1}\) \(\newcommand{\real}{\mathbb R}\) \(\newcommand{\twovec}[2]{\left[\begin{array}{r}#1 \\ #2 \end{array}\right]}\) \(\newcommand{\ctwovec}[2]{\left[\begin{array}{c}#1 \\ #2 \end{array}\right]}\) \(\newcommand{\threevec}[3]{\left[\begin{array}{r}#1 \\ #2 \\ #3 \end{array}\right]}\) \(\newcommand{\cthreevec}[3]{\left[\begin{array}{c}#1 \\ #2 \\ #3 \end{array}\right]}\) \(\newcommand{\fourvec}[4]{\left[\begin{array}{r}#1 \\ #2 \\ #3 \\ #4 \end{array}\right]}\) \(\newcommand{\cfourvec}[4]{\left[\begin{array}{c}#1 \\ #2 \\ #3 \\ #4 \end{array}\right]}\) \(\newcommand{\fivevec}[5]{\left[\begin{array}{r}#1 \\ #2 \\ #3 \\ #4 \\ #5 \\ \end{array}\right]}\) \(\newcommand{\cfivevec}[5]{\left[\begin{array}{c}#1 \\ #2 \\ #3 \\ #4 \\ #5 \\ \end{array}\right]}\) \(\newcommand{\mattwo}[4]{\left[\begin{array}{rr}#1 \amp #2 \\ #3 \amp #4 \\ \end{array}\right]}\) \(\newcommand{\laspan}[1]{\text{Span}\{#1\}}\) \(\newcommand{\bcal}{\cal B}\) \(\newcommand{\ccal}{\cal C}\) \(\newcommand{\scal}{\cal S}\) \(\newcommand{\wcal}{\cal W}\) \(\newcommand{\ecal}{\cal E}\) \(\newcommand{\coords}[2]{\left\{#1\right\}_{#2}}\) \(\newcommand{\gray}[1]{\color{gray}{#1}}\) \(\newcommand{\lgray}[1]{\color{lightgray}{#1}}\) \(\newcommand{\rank}{\operatorname{rank}}\) \(\newcommand{\row}{\text{Row}}\) \(\newcommand{\col}{\text{Col}}\) \(\renewcommand{\row}{\text{Row}}\) \(\newcommand{\nul}{\text{Nul}}\) \(\newcommand{\var}{\text{Var}}\) \(\newcommand{\corr}{\text{corr}}\) \(\newcommand{\len}[1]{\left|#1\right|}\) \(\newcommand{\bbar}{\overline{\bvec}}\) \(\newcommand{\bhat}{\widehat{\bvec}}\) \(\newcommand{\bperp}{\bvec^\perp}\) \(\newcommand{\xhat}{\widehat{\xvec}}\) \(\newcommand{\vhat}{\widehat{\vvec}}\) \(\newcommand{\uhat}{\widehat{\uvec}}\) \(\newcommand{\what}{\widehat{\wvec}}\) \(\newcommand{\Sighat}{\widehat{\Sigma}}\) \(\newcommand{\lt}{<}\) \(\newcommand{\gt}{>}\) \(\newcommand{\amp}{&}\) \(\definecolor{fillinmathshade}{gray}{0.9}\)Los factores que influyen en el diseño del amplificador diferencial normalmente utilizado como etapa de entrada de un amplificador operacional fueron investigados en el Capítulo 7, y el diseño de etapas que proporcionan ganancia de alto voltaje fue cubierto en secciones anteriores de este capítulo. Los amplificadores operativos modernos que combinan una etapa de entrada de amplificador diferencial (a menudo cargada con fuente de corriente) con una segunda etapa cargada con fuente de corriente requieren un amplificador final para suministrar corriente de salida y proporcionar aislamiento adicional para la etapa anterior de alta ganancia. La línea divisoria entre los dispositivos utilizados principalmente para suministrar corriente de salida y los utilizados para aislar el nodo de alta resistencia de la etapa de alta ganancia suele ser nebulosa. El énfasis en esta sección está en el aspecto de manejo de potencia del amplificador de salida. Se utilizan los lineamientos del apartado anterior cuando el aislamiento es el objetivo principal.
Casi siempre se utiliza algún tipo de circuito emisor-seguidor como etapa de salida de un amplificador operacional, ya que esta configuración combina la ganancia de corriente necesaria con dinámicas que generalmente pueden ignorarse hasta que se alcanzan frecuencias superiores a la frecuencia de ganancia unitaria del amplificador completo.
La conexión emisor-seguidor más simple se muestra en la Figura 8.21, y este circuito se alimenta de las fuentes de\(\pm\) 15 voltios que se han vuelto relativamente estándar para los amplificadores operativos. Si bien este circuito puede proporcionar la corriente de salida y el aislamiento necesarios, requiere una alta potencia de reposo en relación con la potencia máxima que puede suministrar a la carga. Si el circuito está diseñado de manera que el voltaje de salida pueda oscilar a al menos - 10 voltios (un valor típico para el funcionamiento a partir de suministros de 15 voltios), es necesario hacer\(R_E\) igual a la mitad de la resistencia de carga mínima esperada, ya que a la tensión de salida más negativa se cortará el transistor y el la corriente de carga debe ser suministrada vía\(R_E\). Si, por ejemplo,\(R_L = 500 \Omega\),\(R_E\) debe ser menor o igual\(250 \Omega\) a para asegurar que se pueda obtener un nivel de salida de - 10 voltios. La potencia entregada a la carga está\(200\ mW\) en\(v_O = \pm 10\text{ volts}\), mientras que la potencia total requerida de los suministros en condiciones de reposo (\(v_O = 0\)) es de 1.8 vatios, o la potencia nueve veces mayor que la potencia de salida máxima para voltaje de salida negativo. Esta baja relación de potencia de salida pico a potencia de reposo es intolerable en muchas aplicaciones. Un segundo problema relacionado es que la resistencia de entrada a la etapa será solo\(\beta R_L/3\) cuando\(R_E\) se seleccione para garantizar una salida de - 10 voltios.
La situación mejora significativamente si la resistencia de polarización es reemplazada por una fuente de corriente como se muestra en la Figura 8.22. A - Se obtiene una salida de 10 voltios con\(I = 10\text{ volts}/R_L\). Si usamos el valor anterior de\(500 \Omega\) for\(R_L\), una salida\(200-mW\) pico para el voltaje de salida negativo resulta con el consumo\(600\ mW\) de energía en reposo. La resistencia de entrada al circuito se incrementa de manera similar en un factor de tres.
Se obtienen mejoras adicionales si se utiliza un seguidor de emisor complementario (Figura 8.23). Ninguno de los dos transistores en este sentido está polarizado hacia delante con\(v_I = v_O = 0\), y por lo tanto el consumo de energía en reposo del circuito es cero. El NPN suministra corriente de salida para voltajes de salida positivos, mientras que el PNP suministra la corriente para voltajes de salida negativos. En cualquier caso, solo conduce un transistor, de modo que la corriente de carga solo se requiere de la fuente de alimentación cargada.
Como cabría esperar, el seguidor de emisor complementario tiene sus propios problemas de diseño; los más difíciles de estos implican establecer niveles de quiescencia apropiados. Si el circuito se construye como se muestra en la Figura 8.23, exhibe distorsión de cruce ya que es necesario polarizar hacia adelante cualquiera de las uniones base a emisor del transistor en aproximadamente 0.6 voltios para iniciar la conducción. En consecuencia, existe un rango de voltaje de entrada de 1.2 voltios para el cual la salida permanece esencialmente cero. Las características de transferencia idealizadas así como las formas de onda representativas de entrada y salida para este circuito se muestran en la Figura 8.24. Inicialmente podríamos sentir que, dado que este circuito está destinado a ser utilizado como etapa de salida de un amplificador operacional, el efecto de esta no linealidad se vería reducido a niveles insignificantes por la ganancia que le precede en la mayoría de las aplicaciones de retroalimentación. De hecho, el ejemplo presentado en la Sección 2.3.2 mostró que la retroalimentación prácticamente eliminó la distorsión de este tipo de zona muerta en un solo sistema. Desafortunadamente, la moderación de la no linealidad depende de la ganancia de los elementos lineales en el bucle, y a menudo es insuficiente a frecuencias más altas donde esta ganancia se reduce. Como resultado, si bien una etapa de salida tan simple como la que se muestra en la Figura 8.23 se utiliza a veces con éxito en aplicaciones de baja frecuencia de alta potencia, normalmente se debe linealizar para producir un rendimiento aceptable en situaciones de frecuencia moderada a alta.
La linealización requerida se logra mediante la polarización directa de las uniones de base a emisor de los transistores para que ambos estén conduciendo a niveles bajos con señal de entrada cero. Un esquema de sesgo conceptualmente posible se muestra en la Figura 8.25. Si se selecciona cada una de las dos baterías para simplemente encender su respectivo transistor, los voltajes de entrada y salida del circuito serán idénticos. Ignorando las dificultades prácticas que implica realizar las fuentes de voltaje flotantes (que pueden resolverse), son probables dos tipos de dificultades: las tensiones de polarización serán demasiado pequeñas o demasiado grandes. Estos problemas ocurren debido a la relación exponencial y altamente dependiente de la temperatura entre la corriente del colector y la tensión base-emisor. Si se utilizan tensiones de polarización demasiado pequeñas, queda una fracción de la distorsión de cruce, mientras que si las tensiones de polarización son demasiado grandes, el circuito puede conducir una corriente de reposo sustancial a través de los dos transistores, y existe la probabilidad de fuga térmica.
La fuga térmica es un proceso potencialmente destructivo que se entiende más fácilmente al considerar un transistor polarizado con una tensión fija de base a emisor para que conduzca alguna corriente de colector. La disipación de potencia que resulta calienta el transistor, y dado que el dispositivo está funcionando a una tensión fija de base a emisor, el aumento de temperatura resultante conduce a una mayor corriente de colector, lo que resulta en una mayor disipación de potencia, etc. Si la ganancia alrededor de este bucle de retroalimentación positiva térmica supera uno, la corriente del colector aumenta hasta que el transistor muere. (Ver Problema P8.13.)
Para evitar estas dificultades, normalmente se utilizan uniones con polarización directa para proporcionar los voltajes de polarización. Si estas uniones de polarización coinciden con las uniones base-emisor de transistor de salida y se encuentran en estrecha proximidad térmica a ellas, resulta un excelente control de la corriente de polarización. Este enfoque es particularmente atractivo para diseños de circuitos integrados monolíticos debido a la facilidad de obtener dispositivos isotérmicos emparejados con esta técnica de construcción. A menudo se obtiene un seguro adicional contra la fuga térmica al incluir resistencias en serie con los emisores de los transistores de salida. Las caídas de voltaje a través de estas resistencias reducen el voltaje base a emisor y, por lo tanto, tienden a estabilizar las corrientes de polarización a medida que estas corrientes aumentan El valor de estas resistencias representa un compromiso entre el aumento de la estabilidad del punto de operación que resulta de las resistencias de mayor valor y la menor resistencia de salida asociada con resistencias más pequeñas. Un valor de compromiso aproximado\(25 \Omega\) se usa frecuentemente para diseños con corriente de salida pico en el\(20-mA\) rango.
En el amplificador operacional de circuito integrado 741 se utiliza una variación interesante de bias-circuito para una conexión de seguidor de emisor complementario. Este circuito se muestra en forma simplificada junto con los niveles de corriente de reposo en la Figura 8.26. Los componentes en círculo funcionan como un diodo y medio (o más precisamente un diodo y tres quintas partes) para establecer un valor de sesgo y voltaje conservador. Debido a que la corriente base del transistor es pequeña en comparación con las corrientes a través de las dos resistencias, esta conexión de retroalimentación negativa obliga a los voltajes a través de las resistencias a ser proporcionales a sus valores relativos.
Si bien las técnicas de polarización hacia adelante hacen que el uso de conexiones complementarias sea práctico, generalmente permanecen no linealidades menores. Por esta razón, los amplificadores operativos destinados a su uso a frecuencias muy altas utilizan ocasionalmente un seguidor de emisor polarizado por fuente de corriente (Figura 8.22) para lograr una linealidad mejorada.
A menudo es necesario incorporar la limitación de corriente en el diseño de una etapa de salida destinada a aplicaciones de propósito general. Si bien sería ideal si el límite de corriente protegiera el amplificador para cortocircuitos desde la salida a tierra o bien el voltaje de suministro, este requisito a menudo compromete severamente la corriente de salida máxima. En consecuencia, el límite de corriente está diseñado a veces para la protección solo de cortocircuitos de salida a tierra.
La Figura 8.27 muestra una etapa de salida de componentes discretos que ilustra algunos de los conceptos introducidos anteriormente. Supongamos que los niveles de voltaje de entrada y salida son ambos cero, y que no se extrae corriente de la salida. Bajo estas condiciones, aproximadamente 3 mA fluye a través de diodos\(D_1\)\(D_2\) y y las dos\(4.7-k\Omega\) resistencias. Si los diodos\(D_1\) y\(D_2\) están emparejados con las uniones de base a emisor de\(Q_1\) y\(Q_2\), respectivamente, la corriente de polarización en reposo del par de transistores es ligeramente mayor que\(1\ mA\). (Los detalles de este tipo de cálculo se dan en la Sección 10.3.1.) Las\(22-\Omega\) resistencias protegen eficazmente contra la fuga térmica. Supongamos, por ejemplo, que las temperaturas de las uniones de transistores se elevan cada una\(50^{\circ} C\) por encima de sus respectivos diodos. Como resultado de este diferencial de temperatura, el voltaje a través de cada\(22-\Omega\) resistencia aumenta como máximo\(100\ mV\), y así el aumento de la corriente de reposo se limita a menos de\(5\ mA\).
La unidad base para los transistores se suministra desde las\(4.7-k\Omega\) resistencias en lugar de directamente desde la fuente de señal de entrada. El límite de corriente se produce cuando esta corriente de accionamiento requerida se elimina de la siguiente manera. Supongamos que el voltaje de entrada es positivo y que el transistor\(Q_1\) está suministrando una corriente de salida de aproximadamente\(25\ mA\). Bajo estas condiciones el diodo\(D_3\) está al borde de la conducción, ya que con aproximadamente los mismos voltajes a través\(D_1\) y la unión de base a emisor de\(Q_1\), los voltajes a través de la\(22-\Omega\) resistencia superior (\(22 \Omega \times 25\ mA = 550\ mV\)) y\(D_3\) son casi iguales. Si la fuente de señal de entrada está limitada a una salida de baja corriente, el diodo\(D_3\) sujeta el nivel de voltaje de entrada, evitando mayores aumentos en la unidad base. Debido a que el nivel de corriente limitante es proporcional al voltaje directo de un diodo, el nivel límite disminuye con el aumento de la temperatura ambiente. Esta dependencia es ventajosa, ya que la capacidad de manejo de potencia de los transistores de salida también disminuye con el aumento de la temperatura.
Este circuito relativamente simple suele ser una etapa de salida adecuada. Una deficiencia es que la resistencia de entrada del circuito está dominada por la combinación paralela de las resistencias de polarización. Dado que la corriente de salida está limitada a aproximadamente\(25\ mA\), se\(400 \Omega\) anticipan resistencias de carga mínima del orden de. La ganancia de corriente del par de salida asegura que la carga de entrada atribuible a este valor de resistencia de carga es insignificante en comparación con la de las resistencias de polarización. Aumentar el valor de las resistencias de polarización puede resultar en un accionamiento de base insuficiente a voltajes de salida máximos.
El circuito que se muestra en la Figura 8.28 se puede utilizar cuando se requiere la máxima resistencia de entrada al amplificador de búfer. Diodos\(D_1\) y\(D_2\) funcionan como lo hicieron en el circuito anterior. Sin embargo, están sesgados con fuentes\(1-mA\) cur rent formadas por transistores\(Q_3\) y\(Q_4\) en lugar de por resistencias. La alta resistencia incremental de estas fuentes de corriente minimiza la carga en la entrada del amplificador. Dado que las fuentes de corriente suministran unidad base para los transistores de salida, apagar estas fuentes de corriente limita la corriente de salida. La limitación ocurre de la siguiente manera para un voltaje de entrada positivo. Cuando la corriente de salida es aproximadamente\(30\ mA\), el voltaje en el extremo del cátodo del diodo\(D_3\) es igual al voltaje en la base de\(Q_3\). Los aumentos adicionales en la corriente de salida bajan la magnitud de la fuente de corriente superior, reduciendo así el accionamiento.
Ejercicio\(\PageIndex{1}\)
Considere un amplificador operacional construido con etapas\(n\) idénticas y una función de transferencia de bucle abierto
\[a(s) = \dfrac{a_o}{(\tau s + 1)^n} \nonumber \]
Este amplificador se utiliza en una conexión unidad-ganancia no inversora. Determinar el valor máximo estable de\(a_o\) para\(n = 3\) y\(n= 4\). ¿Cuál es el valor estable limitante\(a_o\) para\(n = 3\) y\(n = 4\). ¿Para qué sirve el valor estable limitante\(a_o\) como\(n \to \infty\)?
Ejercicio\(\PageIndex{2}\)
La Figura 8.29 ilustra un modelo para un amplificador operacional de múltiples etapas. La impedancia de salida de la sección de entrada del amplificador es muy alta, y la admitancia de transferencia es
\[y(s) = \dfrac{I_a (s)}{V_i (s)} = \dfrac{0.67 \times 10^{-2}}{(10^{-6} s + 1)(10^{-7} s + 1)}\nonumber \]
La corriente del colector de reposo del transistor es\(100\ \mu A\). Los parámetros del transistor incluyen\(\beta = 100\)\(C_{\mu} = 5\ pF\),, y\(C_{\pi} = 10\ pF\). Se puede suponer que una aproximación unipolar caracteriza adecuadamente la etapa com mon-emisor, y que la impedancia de entrada del amplificador de búfer es muy alta. Ignorar los efectos de modulación de ancho base.
(a) Encuentre la función de transferencia\(V_o (s)/V_i (s)\) para este amplificador. ¿Cuál es la magnitud de esta función de transferencia a la frecuencia en la que tiene un desplazamiento de fase de\(-180^{\circ}\)?
(b) Determinar una impedancia compensadora que pueda colocarse entre la base y el emisor del transistor de manera que el segundo polo de la función de transferencia compensada ocurra cerca de su frecuencia de ganancia unitaria. ¿Cuál es la función de transferencia de bucle abierto con su compensación?
(c) Encontrar una impedancia compensadora que pueda colocarse entre el colector y la base del transistor para producir una función de transferencia similar a la obtenida en parte\(b\).
Ejercicio\(\PageIndex{3}\)
Un modelo para un amplificador operacional que incorpora compensación de alimentación directa se muestra en la Figura 8.30. Aproximar la función de transferencia de bucle abierto\(V_o (s)/ V_i(s)\) para este amplificador. (Tenga en cuenta que debe poder estimar la función de transferencia de interés con bastante precisión sin tener que factorial ningún polinomio). ¿Cuál es el desplazamiento de fase del amplificador en su frecuencia de ganancia unitaria? Dibuja una gráfica de Bode de la función de transferencia. Comenta sobre las posibles dificultades con este amplificador.
Ejercicio\(\PageIndex{4}\)
¿Espera que el factor\(\eta\) de modulación de ancho de base de un transistor bipolar dependa más fuertemente de la corriente de colector en reposo o del voltaje de colector a emisor en reposo? Explique.
Ejercicio\(\PageIndex{5}\)
La Figura 8.31 muestra las características de un cierto transistor NPN como dis jugado en un trazador de curva cuando la corriente de base es\(10\ \mu A\). Encuentra valores para\(g_m, r_{\pi}, r_o\), y\(r_{\mu}\) para este dispositivo válido en\(I_C = 1\ mA\),\(V_{CE} = 10\text{ volts}\). Estimación\(\eta\) para este transistor.
Ejercicio\(\PageIndex{6}\)
Supongamos que la conexión del transistor que se muestra en la Figura 8.14 se modifica para incluir una fuente de corriente de polarización que aumenta el valor de la corriente del emisor de\(Q_1\). Expresar la ganancia de voltaje y la transresistencia del circuito resultante en términos del valor de la fuente de polarización y otros parámetros del circuito.
Ejercicio\(\PageIndex{7}\)
En la Figura 8.32 se muestra una conexión Darlington cargada con fuente de corriente. Encuentre la ganancia de voltaje de baja frecuencia y la transresistencia de este circuito, asumiendo que ambos transistores tienen valores idénticos para\(\beta\) y\(\eta\).
Ejercicio\(\PageIndex{8}\)
Determinar la ganancia de baja frecuencia\(v_o/v_i\) y la transresistencia\(v_o/i_i\) para el amplificador diferencial cargado con fuente de corriente que se muestra en la Figura 8.33. Supongamos que ambos transistores son idénticos y se caracterizan por\(\beta\) y\(\eta\).
Ejercicio\(\PageIndex{9}\)
Un transistor bipolar se utiliza en una conexión de fuente de corriente con su emisor conectado a tierra. Compare las resistencias de salida que resultan cuando la base del transistor está polarizada con una fuente de alta o baja resistencia. Mostrar que los mismos valores resultan para la resistencia de salida de un amplificador de emisor común cargado con una fuente de corriente ideal como función de la resistencia de la fuente de accionamiento.
Ejercicio\(\PageIndex{10}\)
Un transistor está disponible con\(\beta = 200\) y\(\eta = 5 \times 10^{-4}\). Este dispositivo se utiliza como la porción de emisor común de una conexión cascode cargada con fuente de corriente que opera a una corriente de reposo de\(10\ \mu A\). El segundo transistor cascode puede ser un dispositivo bipolar con parámetros como los dados anteriormente o un FET con\(y_{fs} = 10^{-4}\text{ mho}\) y\(y_{os} = 10^{-6}\text{ mho}\). (Ver Figura 8.19\(b\) para un modelo FET incre mental.) Compare la ganancia de voltaje que resulta con estas dos opciones.
Ejercicio\(\PageIndex{11}\)
Considera el amplificador que se muestra en la Figura 8.34. La polarización es tal que cuando todos los dispositivos están en sus regiones de funcionamiento lineal, la corriente de funcionamiento en reposo es\(10\ \mu A\). Encuentre la ganancia de voltaje de esta conexión asumiendo que los cuatro transistores bipolares tienen valores de parámetros idénticos al igual que ambos FET. Utilice los valores dados en Problema P8.10. Estimar la frecuencia de ruptura del polo dominante en la función de transferencia del amplificador asumiendo que ambos FET tienen capacitancias de drenaje a puerta de\(2\ pF\) y que estas capacitancias dominan la respuesta de frecuencia.
Ejercicio\(\PageIndex{12}\)
Determinar la resistencia de entrada de la conexión emisor-seguidor mostrada en la Figura 8.35 en función de los parámetros del transistor y los niveles de funcionamiento en reposo. Puede suponer que ambos transistores son idénticos.
Ejercicio\(\PageIndex{13}\)
La fuga térmica es un proceso potencialmente destructivo que puede resultar cuando un transistor opera a una tensión fija de base a emisor y colector a emisor debido a la siguiente secuencia de eventos. El dispositivo se calienta como consecuencia de la potencia disipada en él. Este calentamiento conduce a una corriente de colector más alta, una disipación de potencia correspondientemente mayor y, en consecuencia, un aumento adicional de la temperatura. El objetivo de este problema es determinar las condiciones bajo las cuales se produce una fuga térmica ilimitada.
El transistor en cuestión está polarizado con un voltaje fijo de colector a emisor de 10 voltios, y un voltaje fijo de base a emisor que produce una corriente de colector en reposo\(I_C\). Puede suponer que el transistor tiene un gran valor para\(\beta\), y que el voltaje de base a emisor del transistor, la corriente del colector y la temperatura están relacionados por la Ecuación 7.2.1. La constante A en esta ecuación es tal que la corriente del colector del transistor está\(10\ mA\) a la temperatura del\(0^{\circ} C\) chip con una tensión de base a emisor de\(650\ mV\).
El dispositivo está funcionando a una temperatura ambiente de\(0^{\circ} C\). Las mediciones indican que la temperatura del chip está relacionada linealmente con la disipación de potencia. La función de transferencia que relaciona estas dos cantidades es
\[\dfrac{T_j (s)}{P_d (s)} = 100 \left ( \dfrac{1}{10^{-3} s + 1} + \dfrac{1}{100s + 1} \right )\nonumber \]
donde\(T_j\) está la temperatura de unión en grados centígrados y\(P_d\) es la potencia del dispositivo disipada en vatios.
Formar un diagrama de bloques linealizado que permita investigar la posibilidad de fuga térmica. Determinar el valor de reposo de\(I_C\) que resulta en la destrucción del transistor. Ahora modifique su diagrama de bloques para mostrar cómo la inclusión de una resistencia de transistor emisor aumenta la región segura de operación de la conexión.
Ejercicio\(\PageIndex{14}\)
Un cierto amplificador operacional puede suministrar una corriente de salida de\(\pm 5\ mA\) más de un rango de voltaje de salida de\(\pm 12\text{ volts}\). Diseñe una etapa de unidad-voltaje-ganancia que se pueda agregar a la salida del amplificador operacional para arrugar la capacidad de salida de la combinación al menos\(\pm 100\ mA\) sobre un\(\pm 10-\text{volt}\) rango. Los voltajes de fuente de alimentación disponibles son\(\pm 15\text{ volts}\). Supongamos que hay disponibles transistores complementarios con un mínimo\(\beta\) de 50 y una capacidad de disipación de potencia de 2.5 vatios. También está disponible una selección razonable de dispositivos de baja potencia. Su diseño debe incluir limitación de corriente para protegerlo para cortocircuitos desde la salida del escenario hasta el suelo.