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10.4: AMPLIFICADORES OPERATIVOS DE CIRCUITO INTEGRADO

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    Varios fabricantes de semiconductores ofrecen actualmente una variedad de amplificadores operacionales de circuito integrado. Si bien un estudio exhaustivo de los amplificadores disponibles está fuera del alcance de este libro, un examen de varios diseños representativos demuestra algunas de las posibles variaciones de la topología básica descrita en los Capítulos 8 y 9 y sirve como preludio útil para el material sobre aplicaciones.

    Cabe mencionar que la mayoría de los circuitos descritos son lo suficientemente populares como para ser construidos, a menudo con modificaciones menores, por una serie de fabricantes. Estos diseños de “segunda fuente” suelen conservar una designación que mantiene una asociación con el original. Otro factor que contribuye a la proliferación de números de pieza es que la mayoría de los fabricantes dividen sus series de producción en dos o tres categorías sobre la base de parámetros medidos como la corriente de polarización de entrada y el voltaje de compensación, así como el rango de temperatura sobre el cual se garantizan las especificaciones. Por ejemplo, National Semiconductor utiliza las series 100, 200 y 300 para designar si se cumplen las especificaciones de rango de temperatura militar, intermedio o comercial, mientras que Fairchild actualmente sufija una C para designar dispositivos de rango de temperatura comercial.

    Debemos observar que no se implica ninguna garantía de rendimiento inferior cuando se utilizan los dispositivos menos espléndidamente especificados. Dado que todos los dispositivos de una familia están hechos por un proceso idéntico y dado que los rendimientos mejoran constantemente, una conclusión lógica es que muchos dispositivos especificados comercialmente deben de hecho cumplir con las especificaciones militares. Estas consideraciones junto con una dramática ventaja de costos (el orden de un factor de tres) sugieren el uso de los dispositivos comerciales en todas las aplicaciones menos en las más exigentes.

    y LM101A Amplificadores Operacionales

    El amplificador operacional LM101 (R. J. Widlar, “A New Monolithic Operational Amplifier Design”, National Semicon ductor Corporation, Documento Técnico TP-2, junio de 1967.) ocupa un lugar importante en la historia de los amplificadores de circuito integrado ya que fue el primer diseño en utilizar la topología de dos etapas combinada con retroalimentación de bucle menor para compensación. Su superioridad fue tal que estimuló una variedad de diseños competidores además de servir como antepasado de varios amplificadores National Semiconductor más avanzados. de este amplificador son ambos proporcionales al recíproco del factor de modulación de ancho de base y por lo tanto son comparables en magnitud.

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    Figura 10.17 Diagrama esquemático LM101.

    El diagrama esquemático para el amplificador se muestra en la Figura 10.17, y las especificaciones se incluyen en la Tabla 10.1. (Las definiciones de algunas de las cantidades especificadas se dan en el Capítulo 11.) Como fue el caso del amplificador de componente discreto descrito en el último capítulo, primero es necesario identificar las funciones de los diversos transistores, con énfasis puesto en los transistores en la trayectoria de ganancia. Los transistores\(Q_1\) a través\(Q_4\) forman una conexión de entrada diferencial como se describe en la última sección. La\(Q_5\)\(Q_7\) tríada pasante es una carga de corriente-repetidor para la etapa diferencial. Transistores\(Q_8\) y\(Q_9\) están conectados como un seguidor de emisor que impulsa una etapa de emisor común de ganancia de alto voltaje. Las ganancias de voltaje de la primera y segunda etapa

    Tabla 10.1 LM101 Especificaciones: Características eléctricas

    Parámetro Condición Min Typ Max Unidades
    Voltaje compensado de entrada \(T_A = 25^{\circ} C, R_S \le 10 k \Omega\) 1.0 5.0 mV
    Corriente de compensación de entrada \(T_A = 25^{\circ} C\) 40 200 nA
    Corriente de polarización de entrada \(T_A = 25^{\circ} C\) 120 500 nA
    Resistencia de entrada \ (T_A = 25^ {\ circ} C 300 800 \(k\Omega\)
    Corriente de suministro \(T_A = 25^{\circ} C, V_S = \pm 20\ V\) 1.8 3.0 mA
    Ganancia de voltaje de señal grande \(T_A = 25^{\circ} C, V_S = \pm 15\ V\)
    \(V_{\text{out}} = \pm 10V, R_L \ge 2\ k\Omega\)
    50 160 V/mV
    Voltaje compensado de entrada \(R_S \le 10\ k\Omega\) 6.0 mV
    Temperatura promedio \(R_S \le 50\ \Omega\) 3.0 \(\mu V/^{\circ} C\)
    coeficiente de entrada
    voltaje compensado \(R_S \le 10\ k\Omega\) 6.0 \(\mu V/^{\circ} C\)
    Corriente de compensación de entrada \(T_A = +125^{\circ} C\) 10 200 nA
    \(T_A = - 55^{\circ} C\) 100 500 nA
    Corriente de polarización de entrada \(T_A = - 55^{\circ} C\) 0.28 1.5 \(\mu A\)
    Corriente de suministro \(T_A = +125^{\circ} C, V_S = \pm 20\ V\) 1.2 2.5 mA
    Ganancia de voltaje de señal grande \(V_S = \pm 15\ V, V_{\text{out}} = \pm 10\ V\)
    \(R_L \ge 2\ k\Omega\)
    25 V/mV
    Columpio de voltaje de salida \(V_S = \pm 15\ V, R_L = 10\ k\Omega\) \(\pm 12\) \(\pm 14\) V
    \(R_L = 2\ k \Omega\) \(\pm 10\) \(\pm 13\) V
    Rango de voltaje de entrada \(V_S = \pm 15\ V\) \(\pm 12\) V
    Relación de rechazo en modo común \(R_S \le 10 \ k\Omega\) 70 90 dB
    Relación de rechazo de voltaje de alimentación \(R_S \le 10 \ k\Omega\) 70 90 dB

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    La conexión Darlington complementaria\(Q_{16}\) y\(Q_{17}\) suministra corriente de salida negativa. El uso de esta conexión aumenta la baja ganancia del PNP lateral. (Recordemos que este amplificador se fabricó cuando se anticiparon ganancias de corriente de 5 a 10 de los transistores lateral-PNP). Si bien se podría haber utilizado un transistor vertical-PNP en la etapa de salida, el diseñador del 101 eligió el Darlington complementario ya que redujo el área total del chip (t es interesante señalar que el tamaño del chip LMI0I es de 0.045 pulgadas cuadradas, más pequeño que muchos transistores individuales.) y ya que el procesamiento fue simplificado.

    La corriente de salida positiva es suministrada por\(Q_{14}\). La trayectoria de ganancia desde el colector de\(Q_9\) hasta el emisor de\(Q_{14}\) incluye transistor\(Q_{11}\), otro PNP lateral. Este dispositivo coincide con la ganancia de corriente del colector de\(Q_9\) a la salida para oscilaciones de salida positivas con la ganancia para oscilaciones de salida negativas. Al ubicar la fuente de corriente\(Q_{13}\) en el circuito emisor de\(Q_{11}\), esta fuente de corriente proporciona polarización para así\(Q_{11}\) como una carga de alta resistencia para\(Q_9\). \(Q_{12}\)El transistor conectado a diodos está incluido en el circuito de salida para reducir la distorsión cruzada.

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    Figura 10.18 Circuito de polarización LM101.

    El funcionamiento del circuito de polarización para el LM101 depende de lograr iguales ganancias de corriente de ciertos transistores lateral-PNP. Este enfoque se utilizó ya que, si bien ganancias bajas e impredecibles caracterizaron los PNP laterales de la época, el rendimiento fue altamente uniforme de dispositivo a dispositivo en un chip. Los transistores utilizados para la polarización se muestran en la Figura 10.18. El bucle que contiene transistores\(Q_{18}\),\(Q_{19}\), y\(Q_{20}\) los controles\(I_{C20}\) para que\(I_{C20} \simeq V_{BE18}/R_9 \simeq 60\ \mu A\).

    La resistencia de alto valor\(R_1\),, incluida en este circuito es un colector FET. Las características de esta resistencia hacen que la corriente suministrada por ella sea relativamente independiente de la tensión de alimentación. La corriente base de\(Q_{20}\) es repetida por las hermanas tran\(Q_{21}\) y\(Q_{22}\) y aplicada a la conexión de base común de\(Q_3\) y\(Q_4\). Si las áreas de\(Q_{21}\) y\(Q_{22}\) y las ganancias actuales de\(Q_3\)\(Q_4\), y\(Q_{20}\) fueran iguales, la corriente colectora total de primera etapa\(I_{C3} + I_{C4}\),, serían iguales a\(I_{C20}\). El área de en realidad\(Q_{21}\) se hace más grande que la de\(Q_{22}\) modo que cada transistor de entrada opera a una corriente de colector quiescente de\(10\ \mu A\).

    La polarización para transistor\(Q_9\) incluye transistores\(Q_{11}\)\(Q_{13}\),\(Q_{19}\), y\(Q_{20}\). Suponiendo alta ganancia de\(Q_{19}\),

    \[I_{C9} = \dfrac{I_{C20} (\beta_{20} + 1)}{\beta_{20}} \dfrac{\beta_{13}}{(1 + \beta_{11})} \nonumber \]

    Así,\(I_{C9} = I_{C20}\) para ganancias PNP iguales.

    El circuito real (Figura 10.17) muestra que los colectores de\(Q_7\) y\(Q_8\) están conectados en paralelo con el de\(Q_{19}\). Esto no altera significativamente la ópera ción desde\(I_{C19} \gg I_{C7} \simeq I_{C8}\), y permite un chip de geometría más pequeño desde\(Q_7\)\(Q_8\),, y todos\(Q_{19}\) pueden ubicarse en la misma difusión de aislamiento.

    La corriente de salida positiva está limitada por el transistor\(Q_{15}\) (Figura 10.17) cuando el voltaje\(R_8\) se convierte en aproximadamente 0.6 voltios. El límite de corriente negativa

    está más involucrado. Cuando el voltaje a través\(R_7\) alcanza aproximadamente 1.2 voltios, la unión colector-base de\(Q_{15}\) se vuelve polarizada hacia delante, y los aumentos adicionales en la corriente de salida son suministrados por Qu,. Dado que este PNP lateral tiene baja ganancia, la corriente del emisor de\(Q_9\) aumenta significativamente cuando se alcanza el valor límite de la corriente de salida. La corriente del emisor\(Q_9\) fluye a través de\(R_5\), y cuando la caída a través de esta resistencia alcanza 0.6 voltios, el transistor\(Q_{10}\) limita la unidad de base para\(Q_8\), evitando aumentos adicionales en la corriente de salida.

    Hay dos razones para este circuito limitador inusual. En primer lugar, las peculiaridades del PNP lateral\(Q_{16}\) hacen ventajoso tener una resistencia relativamente alta entre el emisor de este transistor y la salida del circuito para asegurar la estabilidad con cargas capacitivas. En segundo lugar, este límite también protege\(Q_9\) si su colector está sujeto a algún nivel de voltaje. Tal sujeción aplicada al punto 8 se puede utilizar para limitar la tensión de salida del amplificador.

    El amplificador se puede equilibrar para reducir el voltaje de compensación de entrada conectando una resistencia de alto valor (típicamente\(20\ M\Omega\) a\(100\ M\Omega\)) desde el punto 5 o el punto 1 a tierra. Este tipo de equilibrio da como resultado una deriva mínima de voltaje de los transistores de entrada.

    La retroalimentación compensadora del bucle menor alrededor de la porción de alta ganancia del circuito se aplica entre los puntos 1 a 8. La\(300-\Omega\) resistencia en este circuito proporciona un cero a una frecuencia aproximadamente una década por encima de la frecuencia de ganancia unitaria del amplificador cuando se usa un condensador para compensación. El desplazamiento de fase positivo asociado con este cero mejora la estabilidad del amplificador.

    Las mediciones realizadas en el amplificador muestran que la transconductancia desde los terminales de entrada a la base de\(Q_8\) es aproximadamente\(2 \times 10^{-4}\) mho de manera que la función de transferencia de bucle abierto del amplificador a frecuencias de interés es aproximadamente\(2 \times 10^{-4}/Y_c\), donde\(Y_c\) esta la transferencia de cortocircuito admisión de la red compensadora tal como se define en la Sección 9.2.3. Este valor de transconductancia es consistente con los cuatro transistores de entrada conectados en serie que operan a\(10\ \mu A\) una corriente de reposo. La transconductancia a cualquiera de las salidas del par diferencial es\(qI_C/4kT \simeq 10^{-4}\text{ mho}\), y este valor es duplicado por la carga de corriente-repetidor utilizada para la etapa de entrada. Si bien la red de compensación carga el nodo de alta impedancia en el colector de\(Q_9\), dicha carga suele ser insignificante.

    La función de transferencia de bucle abierto incluida como parte de las especificaciones muestra que el amplificador tiene una respuesta unipolar con una frecuencia de ganancia unitaria de aproximadamente 1 MHz cuando se compensa con un\(30-pF\) condensador. Este resultado también se puede obtener a partir de la expresión analítica dada anteriormente. Las dinámicas del amplificador distintas a las que resultan del bucle interno limitan la frecuencia de cruce de los bucles que utilizan este amplificador a entre 1 y 2 MHz. El desplazamiento de fase que conduce a la inestabilidad para frecuencias de cruce más altas resulta principalmente de los transistores PNP laterales en la etapa de entrada.

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    Figura 10.19 Diagrama esquemático LM101A.

    Las modificaciones evolutivas cambiaron el amplificador LM101 al LM101A que se muestra en la Figura 10.19, y este amplificador sigue siendo (a partir de esta escritura) el estándar con el que se comparan todos los demás amplificadores operacionales integrados de propósito general compensados externamente. Las diferencias reflejan principalmente el mayor rendimiento de los componentes disponibles en el momento en que se diseñó el LM101A. Las mejores tolerancias de coincidencia redujeron el voltaje máximo de compensación de entrada a\(2\ mV\) at\(25^{\circ} C\) y mejoraron modestamente la relación de rechazo de modo común y el rechazo de la fuente de La ganancia de corriente mejorada del transistor de entrada y un circuito de polarización modificado redujeron la corriente de polarización de entrada máxima en el rango de\(+ 125^{\circ} C\) temperatura completa\(-55^{\circ} C\)\(100\ nA\) y redujeron la corriente típica de compensación de temperatura ambiente a\(1.5\ nA\).

    Una discusión detallada del circuito de polarización del LM101A (transistores\(Q_{18}\) a través\(Q_{22}\) de la Figura 10.19) está fuera del alcance del libro. (R. J. Widlar, “I. C. Op Amp with Improved Input-Current Characteristics”, EEE, pp. 38-41, diciembre de 1968.) Su característica funcional más importante es que la corriente colectora quiescente de la etapa de entrada se hace proporcional a la temperatura absoluta. Como resultado, la transconductancia de la etapa de entrada (que tiene un efecto directo sobre la función de transferencia de bucle abierto compensada del amplificador) se hace virtualmente independiente de la temperatura. Un beneficio subsidiario es que el cambio en la corriente de centavo de quies con temperatura compensa parcialmente el cambio de ganancia de corriente de los transistores de entrada de manera que se reduce la dependencia de temperatura de la corriente de polarización de entrada. El circuito de polarización modificado se hizo práctico porque la estabilidad de ganancia mejorada de los PNP laterales de ganancia controlada utilizados en el LM101A eliminó el requisito de que el circuito de polarización compensara las variaciones brutas en la ganancia lateral-PNP.

    Obtendremos una mayor apreciación por la versatilidad del LM101A, particularmente con respecto al control de su dinámica que brindan diversos tipos de compensación, en el Capítulo 13.

    \(\mu A 776\)Especificaciones de la Tabla 10.2: Operación en\(\pm 15\) voltios para 776; Características eléctricas (\(T_A\)es\(25^{\circ} C\), a menos que se especifique lo contrario)

    \(I_{SET} = 1.5\ \mu A\) \(I_{SET} = 15\ \mu A\)
    Parámetro Condiciones Min Tipo Max Min Typ Max Unidades
    Voltaje compensado de entrada \(R_S \le 10\ k\Omega\) 2.0 5.0 2.0 5.0 \(mV\)
    Corriente de compensación de entrada 0.7 3.0 2.0 15 \(nA\)
    Corriente de polarización de entrada 2.0 7.5 15 50 \(nA\)
    Resistencia de entrada 50 5.0 \(M\Omega\)
    Capacitancia de entrada 2.0 2.0 \(pF\)
    Rango de ajuste de voltaje compensado 9.0 18 \(mV\)
    Ganancia de voltaje de señal grande \(R_L \ge 75\ k\Omega, V_{\text{out}} = \pm 10\ V\) 200 400 \(V/mV\)
    \(R_L \ge 5\ k\Omega, V_{\text{out}} = \pm 10\ V\) 100 400 \(V/mV\)
    Resistencia de salida 5.0 1.0 \(k\Omega\)
    Corriente de cortocircuito de salida 3.0 12 \(mA\)
    Corriente de suministro 20 25 160 180 \(\mu A\)
    Consumo de energía 0.75 5.4 \(mW\)
    Respuesta transitoria Tiempo de subida
    (ganancia de unidad)
    \(V_{in} = 20\ mV, R_L \ge 5\ k\Omega\),
    \(C_L = 100\ pF\)
    1.6 0.35 \(\mu S\)
    Sobregiro 0 10 %
    Tasa de giro \(R_L \ge 5\ k\Omega\) 0.1 0.8 \(V/\mu S\)
    Columpio de voltaje de salida \(R_L \ge 75 \ k\Omega\) \(\pm 12\) \(\pm 14\) \(V\)
    \(R_L \ge 5 \ k\Omega\) \(\pm 10\) \(\pm 13\) \(V\)
    Se aplican las siguientes especificaciones:\(-55^{\circ} C \le T_A \le + 125^{\circ} C\)
    Voltaje compensado de entrada \(R_S \le 10 \ k\Omega\) 6.0 6.0 \(mV\)
    Corriente de compensación de entrada \(T_A = + 125^{\circ} C\) 5.0 15 \(nA\)
    \(T_A = -55^{\circ} C\) 10 40 \(nA\)
    Corriente de polarización de entrada \(T_A = + 125^{\circ} C\) 7.5 50 \(nA\)
    \(T_A = - 55^{\circ} C\) 20 120 \(nA\)
    Rango de voltaje de entrada \(\pm 10\) \(\pm 10\) \(V\)
    Relación de rechazo en modo común \(R_S \le 10\ k\Omega\) 70 90 70 90 \(dB\)
    Relación de rechazo de voltaje de alimentación \(R_S \le 10\ k\Omega\) 25 150 25 150 \(\mu V/V\)
    Columpio de voltaje de señal grande \(R_L \ge 75 \ge 75 \ k\Omega\),\(V_{\text{out}} = \pm 10\ V\) 100 75 \(V/mV\)
    Columpio de voltaje de salida \(R_L \ge 75 \ge 75 \ k\Omega\) \(\pm 10\) \(\pm 10\) \(V\)
    Corriente de suministro 30 200 \( mA\)
    Consumo de energía 0.9 6.0 \(mW\)

    \(\mu A776\)Amplificador Operativo

    El circuito LM101A descrito en la sección anterior se puede adaptar para su uso en una variedad de aplicaciones por elección de compensación. Una interesante forma alternativa de modificar el rendimiento del amplificador cambiando sus corrientes de funcionamiento quiescentes se utiliza en el amplificador\(\mu A776\) operacional. Algunas de las compensaciones que resultan de los cambios de corriente en reposo se discutieron en la Sección 9.3.3, y recordamos que las corrientes de operación más bajas comprometen el ancho de banda a cambio de una corriente de polarización de entrada reducida y consumo de energía.

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    Figura 10.20 Diagrama\(\mu A 776\) esquemático.

    El diagrama esquemático de este amplificador se muestra en la Figura 10.20, con especificaciones de rendimiento listadas en la Tabla 10.2. Varias similitudes topológicas entre este amplificador y el LM101 son evidentes. Los\(Q_1\) transistores\(Q_6\) forman una etapa de entrada diferencial cargada con repetidor de corriente. Los transistores\(Q_7\) y Q9 son una combinación emisor-seguidor común-emisor cargada por fuente de corriente\(Q_{12}\). Transistores conectados a diodos\(Q_{21}\) y polarización\(Q_{22}\) directa del par de salida\(Q_{10}-Q_{11}\) complementario. Capacitor\(C_1\) compensa el amplificador.

    La característica única del\(\mu A776\) es que todas las corrientes de funcionamiento en reposo se refieren a la corriente etiquetada\(I_{SET}\) en el diagrama esquemático por medio de una serie de repetidores de corriente. Por lo tanto, cambiar esta corriente establecida causa cambios proporcionales en todas las corrientes de reposo y escala los parámetros del amplificador dependiente de la corriente.

    La corriente del colector de\(Q_{19}\) es proporcional a la corriente establecida debido a la\(Q_{16}-Q_{18}-Q_{19}\) conexión. La diferencia entre esta corriente y la corriente de colector de\(Q_{15}\) se aplica a la conexión de base común del\(Q_3-Q_4\) par. La corriente colectora de\(Q_{15}\) es proporcional al total quies cent corriente de operación de la etapa de entrada diferencial, ya que\(Q_{14}\) y\(Q_{15}\) forman un repetidor de corriente para la suma de las corrientes colectoras de\(Q_1\) y\(Q_2\). El bucle de retroalimentación negativa resultante estabiliza la corriente de etapa diferencial en reposo. Las geometrías de los diversos transistores son tales que las corrientes colectoras centésicas de\(Q_1, Q_2, Q_3\), y\(Q_4\) son cada una aproximadamente iguales a\(I_{SET}\).

    El amplificador se puede equilibrar cambiando los valores relativos de las resistencias de emisor del par de\(Q_5-Q_6\) corriente-repetidor a través de un potenciómetro externo. Si bien este método de equilibrio no iguala los voltajes de base a emisor del\(Q_5-Q_6\) par, cualquier aumento de deriva es mínimo debido a la excelente coincidencia de los componentes de la primera etapa. Una ventaja es que los terminales de equilibrio externos se conectan a puntos de circuito de baja impedancia haciendo que el amplificador sea menos susceptible al ruido generado externamente.

    Uno de los objetivos de diseño para el\(\mu A776\) fue hacer rangos dinámicos de voltaje de entrada y salida cercanos a los voltajes de suministro para que la operación de bajo voltaje se hiciera práctica. Para ello,\(Q_7\) se utiliza el PNP vertical como la porción emisor-seguidor de la etapa de alta ganancia. El voltaje de reposo en la base de\(Q_7\) es aproximadamente el mismo que el voltaje en la base de\(Q_9\) (un potencial de diodo por encima del voltaje de suministro negativo) ya que el voltaje de base a emisor\(Q_7\) y el voltaje directo del transistor Qs conectado a diodo son comparables. (Fuentes de corriente\(Q_{13}\) y\(Q_{20}\) sesgo\(Q_7\) y\(Q_8\).) Debido a que el potencial de funcionamiento de\(Q_7\) está cerca del suministro negativo, la etapa de entrada permanece lineal para voltajes de modo común dentro de aproximadamente 1.5 voltios de la fuente negativa.

    Transistor\(Q_{21}\) es un transistor modificado conectado a diodos que, junto con\(Q_{22}\), reduce la distorsión de cruce de etapa de salida. A niveles bajos de corriente fija (lo que resulta en corrientes de colector correspondientemente bajas para\(Q_9\) y\(Q_{12}\)) la caída\(R_3\) es insignificante, y el potencial aplicado entre las bases de\(Q_{10}\) y\(Q_{11}\) es igual a la suma de los voltajes de base a emisor de\(Q_{21}\) y\(Q_{22}\). A corrientes establecidas más altas, la caída de voltaje\(R_3\) disminuye la relación entre la corriente de reposo de la etapa de salida y la de\(Q_9\) como ayuda para mantener un bajo consumo de energía.

    Un transistor vertical-PNP se utiliza en la etapa de salida complementaria, y esta etapa, combinada con su controlador (\(Q_9\)y\(Q_{12}\)), permite un rango dinámico de voltaje de salida dentro de aproximadamente un voltio de los suministros a bajas corrientes de salida. La limitación de corriente es idéntica a la utilizada en el amplificador de componentes discretos descrito en el Capítulo 9.

    La capacidad de cambiar las corrientes de operación se presta a aplicaciones bastante interesantes. Por ejemplo, la operación con corrientes de polarización de entrada en la región de picoamperios y el consumo de energía a nivel de nanovatios es posible con una corriente establecida apropiadamente baja si es tolerable un ancho de banda bajo. El amplificador también se puede convertir efectivamente en un circuito abierto en sus terminales de entrada y salida haciendo que la corriente establecida sea cero y, por lo tanto, se puede usar como un interruptor analógico. Dado que la frecuencia de ganancia unitaria para este amplificador es\(g_m/(2 \times 30\ pF)\) donde\(g_m\), es la transconductancia (asumida igual) de los transistores\(Q_1\) a través\(Q_4\), los cambios en la corriente de funcionamiento dan como resultado cambios directamente proporcionales en la frecuencia de ganancia unitaria.

    Este amplificador es inherentemente un dispositivo de baja potencia, incluso a niveles modestos de corriente fija. Por ejemplo, muchas especificaciones de rendimiento para un\(\mu A776\) funcionamiento a una corriente establecida de\(10\ \mu A\) son comparables a las de un LM101A cuando se compensa con un\(30-pF\) condensador. Sin embargo, el consumo de energía del\(\mu A776\) es aproximadamente\(3\ mW\) a esta corriente establecida (suponiendo la operación de suministros de 15 voltios) mientras que el del LM101A es\(50\ mW\). La diferencia refleja el hecho de que las corrientes de operación de la segunda etapa y de salida son comparables a las de la primera etapa en la\(\mu A776\), mientras que las corrientes relativas más altas se utilizan en el LM101A. Una razón por la que esta diferencia es posible es que la velocidad de giro del\(\mu A776\) está limitada por su condensador fijo y\(30-pF\) compensador. Es necesaria una corriente de segunda etapa más alta en el LM101A para permitir tasas de respuesta más altas cuando se utilizan redes de compensación alternativas.

    Tabla 10.3 LM108 Especificaciones: Características eléctricas

    Parámetro Condiciones Min Tipo Max Unidades
    Voltaje compensado de entrada \(T_A = 25^{\circ} C\) 0.7 2.0 \(mV\)
    Corriente de compensación de entrada \(T_A = 25^{\circ} C\) 0.05 0.2 \(nA\)
    Corriente de polarización de entrada \(T_A = 25^{\circ} C\) 0.8 2.0 \(nA\)
    Resistencia de entrada \(T_A = 25^{\circ} C\) 30 70 \(M\Omega\)
    Corriente de suministro \(T_A = 25^{\circ} C\) 0.3 0.6 \(mA\)
    Ganancia de voltaje de señal grande \(T_A = 25^{\circ} C, V_S = \pm 15\ V\)
    \(V_{\text{out}} = \pm 10\ V, R_L \ge 10\ k\Omega\)
    50 300 \(V/mV\)
    Voltaje compensado de entrada 3.0 \(mV\)

    Coeficiente de temperatura promedio del voltaje de entrada-compensación
    3.0 15 \(\mu V /^{\circ} C\)
    Corriente de compensación de entrada 0.4 \(nA\)

    Coeficiente de temperatura promedio de corriente de compensación de entrada
    0.5 2.5 \(pA/^{\circ} C\)
    Corriente de polarización de entrada 3.0 \(nA\)
    Corriente de suministro \(T_A = +125^{\circ} C\) 0.15 0.4 \(mA\)
    Ganancia de voltaje de señal grande \(V_S = \PM 15\ V, V_{\text{out}} = \pm 10\ V\)
    \(R_L \ge 10\ k\Omega\)
    25 \(V/mV\)
    Columpio de voltaje de salida \(V_S = \pm 15\ V, R_L = 10\ k\Omega\) \(\pm 13\) \(\pm 14\) \(V\)
    Rango de voltaje de entrada \(V_S = \pm 15\ V\) \(\pm 14\) \(V\)
    Relación de rechazo en modo común 85 100 \(dB\)
    Relación de rechazo de voltaje de alimentación 80 96 \(dB\)

    Amplificador Operativo

    R. J. Widlar, “I. C. Op Amp Beats FET's on Input Current”, National Semiconductor Corporation, Nota de aplicación AN-29, diciembre de 1969.

    El amplificador operacional LM108 fue el primer diseño de propósito general que utilizó\(\beta\) supertransistores para lograr corrientes de entrada ultrabaja. Si bien una discusión detallada del funcionamiento de este circuito está más allá del alcance de este libro, el LM108 sí ilustra otra de las muchas formas útiles en que se puede realizar la topología básica de dos etapas.

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    Figura 10.21 LM108 diagrama esquemático simplificado.

    En la Figura 10.21 se muestra un diagrama esquemático simplificado que ilustra algunas de las características más importantes del diseño, con especificaciones dadas en la Tabla 10.3. (El circuito completo, que es considerablemente más complejo, se describe en la referencia dada en la nota al pie de página.) El diagrama esquemático indica dos tipos de transistores NPN. Aquellos con una base estrecha (\(Q_1\),\(Q_2\), y\(Q_4\)) son súper\(\beta\) transistores con ganancias de corriente de varios miles y bajo voltaje de ruptura. Los transistores NPN de base ancha son dispositivos convencionales.

    El par diferencial de entrada opera a un nivel de corriente de reposo de\(3 \mu A\) por dispositivo. Este nivel de reposo combinado con la alta ganancia de\(Q_1\) y\(Q_2\) da como resultado una corriente de polarización de entrada de menos de un nanoamperio, y por lo tanto el LM108 es ideal para su uso en circuitos de alta impedancia.

    Con el fin de evitar la ruptura de voltaje de los transistores de entrada, sus colectores se arrancan a través de transistores cascode\(Q_5\) y\(Q_6\). Corrientes de funcionamiento y geometrías de transistores\(Q_3, Q_4, Q_5\), y\(Q_6\) se eligen de modo que los transistores de entrada operen a voltaje colector a base casi cero. Por lo tanto, la corriente de fuga de colector a base (que puede dominar la corriente de entrada a temperaturas elevadas) se elimina en gran medida. También es necesario sujetar con diodos los terminales de entrada para evitar que se rompan los transistores de entrada en condiciones de señal grande. Esta sujeción, que deteriora el rendimiento en algunas aplicaciones no lineales, es uno de los precios pagados por la baja corriente de entrada.

    Transistores\(Q_9\) y\(Q_{10}\) forman un amplificador diferencial de segunda etapa. Los transistores Q7 conectados a diodos y\(Q_8\) compensan los voltajes de base a emisor de\(Q_9-Q_{10}\), de modo que el voltaje de reposo a través\(R_4\) es igual a eso a través de\(R_1\) o\(R_2\). Los valores de resistencia son tales que la corriente de reposo de la segunda etapa es el doble que la de la primera etapa. Transistores\(Q_{15}\) y\(Q_{16}\) conectados como repetidor de corriente reflejan la corriente del colector de\(Q_9\) como una carga para\(Q_{10}\). Esta conexión duplica la ganancia de voltaje de la segunda etapa en comparación con el uso de una fuente de corriente de magnitud fija como carga para\(Q_{10}\). El nodo de alta resistencia se encuentra en búfer con una etapa de salida convencional.

    La compensación se puede efectuar formando un bucle interno a través de la retroalimentación del colector a la base alrededor\(Q_{10}\). Los parámetros del circuito son tales que la compensación unipolar con dinámica comparable al caso compensado por retroalimentación resulta cuando se crea un polo dominante derivando un condensador desde el nodo de alta resistencia a tierra. Esta compensación alternativa da como resultado un rechazo de ruido de voltaje de suministro superior. (Una desventaja del acoplamiento capacitivo del colector a la base de un transistor de segunda etapa es que esta retroalimentación obliga al transistor a acoplar transitorios de voltaje de alimentación de alta frecuencia aplicados a su emisor directamente a la salida del amplificador).

    La dinámica del LM108 no es tan buena como la del LM101A. Si bien son posibles anchos de banda comparables en aplicaciones con carga resistiva de baja ganancia, el ancho de banda del LM101A es sustancialmente mejor cuando se requiere una alta ganancia de voltaje de bucle cerrado o carga capacitiva. La dinámica más lenta del LM108 resulta en parte del uso de los PNP'S laterales en la segunda etapa donde sus peculiaridades afectan más directamente el ancho de banda y parcialmente de las bajas corrientes de reposo utilizadas para reducir el consumo de energía del circuito en un factor de cinco en comparación con el del LM1OIA.

    Seguidor de voltaje LMI10

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    Figura 10.22 Seguidor de voltaje.

    Los tres amplificadores descritos anteriormente en esta sección han sido amplificadores operacionales de propósito general donde un objetivo de diseño era asegurar que el circuito pudiera ser utilizado en una amplia variedad de aplicaciones. Si se relaja este requisito, la libertad topológica resultante puede a veces ser

    explotados. Considere el amplificador simplificado que se muestra en la Figura 10.22. Aquí se usa un amplificador diferencial cargado con fuente de corriente como una sola etapa de alta ganancia y es amortiguado por un seguidor de emisor. El seguidor emisor está polarizado con una fuente de corriente. Este amplificador operacional muy simple está conectado en una configuración no inversora de ganancia unitaria o seguidor de voltaje. Dado que se sabe que los niveles de voltaje de entrada y salida son iguales en condiciones normales de funcionamiento, no hay necesidad de permitir relaciones arbitrarias de voltaje de entrada/salida. Una ventaja muy significativa es que solo se incluyen transistores NPN en la trayectoria de ganancia, y se eliminan las limitaciones de ancho de banda que resultan de los transistores PNP laterales.

    Esta topología es en realidad un amplificador de una etapa, y las dinámicas asociadas con tales diseños son incluso más impresionantes que las de los amplificadores de dos etapas. Si bien la ganancia de voltaje de bucle abierto de baja frecuencia de este diseño puede ser menor que la de los amplificadores de dos etapas, las ganancias de voltaje de bucle abierto de varios miles dan como resultado una adecuada desensitividad cuando se usa retroalimentación directa de salida a entrada.

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    Figura 10.23 Diagrama esquemático LM110.

    Tabla 10.4 LM110 Especificaciones: Características eléctricas

    Parámetro Condiciones Min Typ Max Unidades
    Voltaje compensado de entrada \(T_A = 25^{\circ} C\) 1.5 4.0 \(mV\)
    Corriente de polarización de entrada \(T_A = 25^{\circ} C\) 1.0 3.0 \(nA\)
    Resistencia de entrada \(T_A = 25^{\circ} C\) \(10^{10}\) \(10^{12}\) \(\Omega\)
    Capacitancia de entrada 1.5 \(pF\)
    Ganancia de voltaje de señal grande \(T_A = 25^{\circ} C, V_S = \pm 15\ V\)
    \(V_{\text{out}} = \pm 10\ V, R_L = 8\ k\Omega\)
    0.999 0.9999 \(V/V\)
    Resistencia de salida \(T_A = 25^{\circ} C\) 0.75 2.5 \(\Omega\)
    Corriente de suministro \(T_A = 25^{\circ} C\) 3.9 5.5 \(mA\)
    Voltaje compensado de entrada 6.0 \(mV\)
    Voltaje compensado \(-55^{\circ} C \le T_A \le 85^{\circ} C\) 6 \(\mu V/^{\circ} C\)
    deriva de temperatura \(T_A = 125^{\circ} C\) 12 \(\mu V/^{\circ} C\)
    Corriente de polarización de entrada 10 \(nA\)
    Ganancia de voltaje de señal grande \(V_S = \pm 15\ V, V_{\text{out}} = \pm 10\ V\)
    \(R_L = 10\ K\Omega\)
    0.999 \(V/V\)
    Columpio de voltaje de salida \(V_S = \pm 15\ V, R_L = 10\ k\Omega\) \(\pm 10\) \(V\)
    Corriente de suministro \(T_A = 125^{\circ} C\) 2.0 4.0 \(mA\)
    Relación de rechazo de voltaje de alimentación \(5\ V \le V_S \le 18\ V\) 70 80 \(dB\)

    El seguidor de voltaje LM 110 (Figura 10.23) es un amplificador operacional de circuito integrado que elabora sobre la topología de una etapa descrita anteriormente. Las especificaciones de rendimiento se enumeran en la Tabla 10.4. Tenga en cuenta que este circuito, al igual que el LM108, utiliza transistores NPN tanto súper\(\beta\) (base estrecha) como convencionales (base ancha). La etapa de entrada consiste en\(Q_8\) transistores\(Q_{11}\) conectados como un amplificador diferencial utilizando dos pares Darlington modificados. Pellizque las resistencias\(R_8\) y\(R_9\) aumente la corriente del emisor\(Q_8\) y\(Q_{11}\) para reducir la deriva de voltaje. (Consulte la Sección 7.4.4 para una discusión sobre la deriva que puede resultar de una conexión convencional de Darlington.) Transistor\(Q_{15}\) suministra la corriente de funcionamiento para la etapa de entrada. El transistor\(Q_{16}\) suministra la mitad de esta corriente (la corriente nominal de funcionamiento de cada lado del par diferencial) al repetidor de corriente a\(Q_1\) través de\(Q_3\) que funciona como la carga de la primera etapa.

    Transistores\(Q_5\) y\(Q_6\) forman un seguidor de emisor Darlington que aísla el nodo de alta resistencia de las cargas aplicadas al amplificador. El emisor de\(Q_6\), que está aproximadamente a la tensión de salida, se utiliza para arrancar la tensión de colector del\(Q_{10}-Q_{11}\) par. La operación resultante a voltaje nominalmente cero colector a base da como resultado una corriente de fuga insignificante de\(Q_{11}\). El\(Q_8-Q_9\) par está codificado en cascada con transistor\(Q_4\). Además de proteger\(Q_8\) y\(Q_9\) de tensiones excesivas, el cascode da como resultado una mayor ganancia de voltaje de bucle abierto del circuito.

    El diodo\(D_1\) y el transistor conectado al diodo\(Q_{13}\) limitan la diferencia de voltaje de entrada a salida para una operación de señal grande para proteger los\(\beta\) supertransistores y acelerar la recuperación de sobrecarga. \(Q_7\)El transistor es un limitador de corriente, mientras que\(Q_{14}\) funciona como una carga de fuente de corriente para la etapa de salida. El seguidor de emisor de un solo extremo se utiliza en preferencia a un

    ya que es más lineal y por lo tanto se adapta mejor a aplicaciones de alta frecuencia. Una característica interesante del diseño es que la magnitud de la carga de la fuente de corriente para el seguidor del emisor se puede aumentar mediante la derivación de la resistencia Ru a través de terminales externos. Esta corriente se puede aumentar cuando es necesario que el amplificador suministre una corriente de salida negativa sustancial. El uso de corriente de salida potenciada también aumenta el consumo de energía del circuito, eleva su temperatura y puede reducir la corriente de entrada debido a la mayor ganancia de corriente del transistor\(Q_{11}\) a temperaturas elevadas.

    La retroalimentación capacitiva desde el colector de\(Q_4\) a la base de\(Q_8\) estabiliza el amplificador. Dado que los potenciales relativos están restringidos en condiciones normales de funcionamiento, se puede usar un diodo para el condensador.

    El ancho de banda de señal pequeña del LM110 es de aproximadamente 20 MHz. Este ancho de banda es posible a partir de un amplificador producido por el proceso de seis máscaras porque, mientras que los PNP laterales se utilizan para polarizar o como fuentes de corriente estática, ninguno se usa en la ruta de la señal.

    Está claro que a menudo se pueden emplear diseños especiales para mejorar el rendimiento si las aplicaciones previstas de un amplificador están restringidas. Desafortunadamente, la mayoría de los diseños de propósito especial tienen una utilidad tan limitada que la fabricación en forma de circuito integrado no es económicamente factible. El LM110 es un ejemplo de un circuito para el que un diseño tan especial es práctico, y proporciona importantes ventajas de rendimiento en comparación con los amplificadores de propósito general conectados como seguidores.

    Desarrollos Recientes

    La creatividad de los diseñadores de circuitos integrados en general y amplificadores operativos monolíticos en particular parece lejos de estar agotada. Las innovaciones en procesamiento y diseño de circuitos que permiten un mejor rendimiento ocurren con regularidad satisfactoria. En esta sección se describen algunos de los desarrollos recientes más prometedores que pueden presagiar emocionantes tendencias futuras.

    El ancho de banda máximo de bucle cerrado de la mayoría de los amplificadores operativos monolíticos de propósito general fabricados por el proceso de seis marcas está limitado a aproximadamente 1 MHz por el desplazamiento de fase asociado con los transistores PNP laterales utilizados para el cambio de nivel. Si bien este ancho de banda es más que adecuado para muchas aplicaciones, y de hecho es ventajoso en algunas porque los amplificadores de ancho de banda modesto son significativamente más tolerantes al desacoplamiento deficiente, el diseño descuidado, la carga capacitiva y otras indiscreciones que los diseños más rápidos, el ancho de banda más amplio siempre extiende espectro de aplicación. Dado que es cuestionable si se realizarán mejoras dramáticas en la respuesta de frecuencia de los transistores PNP compatibles con procesos en un futuro próximo, los esfuerzos actuales para extender el ancho de banda del amplificador se enfocan en eliminar los PNP laterales de la trayectoria de ganancia, al menos a altas frecuencias.

    Una posibilidad es sortear capacitivamente los PNP laterales a altas frecuencias. Esta modificación se puede hacer a un LM101 o LM101A conectando un condensador desde la entrada inversora al terminal 1 (ver figuras 10.17 y 10.19). El condensador proporciona una trayectoria de alimentación directa (ver Sección 8.2.2) que evita los transistores PNP de etapa de entrada. Son posibles anchos de banda de bucle cerrado del orden de 5 MHz, y este método de compensación se discute con mayor detalle en una sección posterior. Desafortunadamente, la alimentación directa no mejora la velocidad del amplificador para las señales aplicadas a la entrada no inversora, y como resultado no es posible el funcionamiento diferencial de banda ancha.

    El LM 118 fue pionero en una variación útil sobre este tema. Este amplificador operacional es un diseño de tres etapas que incluye una etapa de entrada diferencial NPN, una etapa intermedia de PNP laterales que proporciona desplazamiento de nivel y una etapa final de ganancia de voltaje NPN. La etapa intermedia es desviada capacitivamente, de modo que la alimentación directa alrededor de la etapa lateral-PNP convierte el circuito a un diseño NPN de dos etapas a altas frecuencias, mientras que la etapa PNP proporciona la ganancia y el desplazamiento de nivel requeridos a bajas frecuencias. Dado que la alimentación directa se usa después de la etapa de entrada, se conserva la operación diferencial de ancho de banda completo. La compensación interna asegura la estabilidad con retroalimentación directa desde la salida a la entrada inversora y da como resultado una frecuencia de ganancia unitaria de aproximadamente 15 MHz y una velocidad de respuesta de al menos 50 voltios por microsegundo. La compensación externa se puede utilizar para una mayor estabilidad relativa.

    Una segunda posibilidad es usar la caída de voltaje que una fuente de corriente produce a través de una resistencia para el cambio de nivel. Es interesante señalar que el\(\mu A702\), el primer amplificador operacional monolítico que fue diseñado antes de la llegada de los PNP's laterales, utiliza esta técnica y es capaz de anchos de banda de bucle cerrado superiores a 20 MHz. Sin embargo, las otras especificaciones de rendimiento de este amplificador imposibilitan su uso en aplicaciones exigentes. El\(\mu A715\) es un amplificador más moderno que utiliza este método de cambio de nivel. Es un amplificador compensado externamente capaz de un ancho de banda de bucle cerrado de aproximadamente 20 MHz y una velocidad de respuesta de\(100\ V/\mu s\) en algunas conexiones.

    Es evidente que los amplificadores mejorados de alta velocidad evolucionarán en el futuro. La disponibilidad de bajo costo de estos diseños fomentará el uso de circuitos como los convertidores digitales a analógicos de alta velocidad que los incorporan.

    Una serie de posibles refinamientos monolíticos de amplificadores operativos pueden provenir de un diseño térmico mejorado. Un problema es que muchos amplificadores actualmente disponibles tienen una ganancia d-c que está limitada por la retroalimentación térmica en el chip. Considere, por ejemplo, un amplificador con una ganancia d-c de bucle abierto de\(10^5\), de manera que el voltaje diferencial de entrada requerido para una salida de 10 voltios es\(100\ \mu V\). Si el gradiente térmico que resulta del cambio de 10 voltios en el nivel de salida cambia la temperatura del par entrada-transistor diferencialmente

    por\(0.05^{\circ}\ C\) (una posibilidad real, particularmente si la salida está cargada), el voltaje de entrada diferencial está dominado por la retroalimentación térmica en lugar de por la ganancia d-c limitada. Varios amplificadores de instrumentación modernos utilizan técnicas sofisticadas de diseño térmico, como múltiples, transistores de entrada conectados en paralelo ubicados en gradientes térmicos promedio y, por lo tanto, permiten ganancias utilizables en el rango de\(10^6\). Estas técnicas deben ser incorporadas en los amplificadores operacionales de propósito general en el futuro.

    Un interesante método de protección de transistor de salida se desarrolló originalmente para varios reguladores de voltaje monolíticos, y se ha incluido en el diseño de al menos un amplificador operacional monolítico de alta potencia. El nivel al que debe limitarse la corriente de salida para proteger un circuito es una función compleja de voltaje de salida, voltaje de suministro, disipador de calor utilizado, temperatura ambiente y el historial de tiempo de estas cantidades debido a la dinámica térmica del circuito. Cualquier límite basado únicamente en el nivel de corriente de salida (como ocurre con la mayoría de los amplificadores operativos actualmente disponibles) debe ser necesariamente conservador para asegurar la protección. Una alternativa atractiva es monitorear la temperatura del chip y cortar la salida antes de que esta temperatura alcance niveles destructivos. Como esta técnica se incorpora en diseños más operacionales-amplificadores, tanto la capacidad de corriente de salida como la seguridad (ciertos amplificadores actuales fallan cuando la salida está cortocircuitada a una tensión de alimentación) mejorarán. La alta capacidad de corriente pulsada posible gracias a la protección térmica sería particularmente valiosa en aplicaciones en las que se encuentran corrientes de cambio capacitivo de alta transitoria, como los circuitos de muestreo y retención.

    Otra posibilidad de diseño térmico es incluir sensores de temperatura y calentadores en el chip para que su temperatura pueda estabilizarse a un nivel por encima del valor ambiente más alto anticipado. Esta técnica ha sido utilizada en el par\(\mu A726\) diferencial y amplificador\(\mu A727\) diferencial. Su inclusión en un diseño de amplificador operacional de propósito general haría que parámetros como la corriente de entrada y el desplazamiento fueran independientes de las fluctuaciones de temperatura ambiente.


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