3.4: Arquitecturas de receptor y transmisor

La función esencial de una arquitectura de transmisor de radio es tomar información de baja frecuencia, la señal de banda base y transferir esa información a frecuencias mucho más altas superponiendo la señal de banda base en una portadora de alta frecuencia, es decir, una onda sinusoidal. Esto podría hacerse variando lentamente la amplitud, frecuencia y/o fase de la portadora en lo que se llama modular la portadora para producir una portadora modulada (señal). Una advertencia aquí es que hay otras formas menos comunes de transferir la información de banda base, como cambiar rápidamente la frecuencia de la portadora a una velocidad más rápida que la frecuencia máxima de la señal de banda base en un esquema llamado esperanza de frecuencia. La esperanza de frecuencia es particularmente útil cuando se opera en situaciones hostiles, como las comunicaciones militares, cuando no se puede controlar el entorno de interferencia. En realidad existe una gran cantidad de formas de producir una señal de radio que lleve la información de banda base. El tema central de este libro es enfocarse en esquemas de modulación que modulan lentamente las características de una señal portadora y otros esquemas se introducen como excepción. Esta sección describe los primeros desarrollos arquitectónicos que llevaron al desarrollo de las regulaciones que aún guían las arquitecturas modernas; conceptos que empaquetan de manera eficiente la mayor cantidad de información posible en un ancho de banda de RF fijo.

Figura\(\PageIndex{1}\): Frontales de RF: (a) un transmisor de una etapa; (b) un receptor con dos etapas de mezcla (o heterodinación); y (c) un receptor con una etapa heterodina.

Figura\(\PageIndex{2}\): Respuestas de filtro ideales donde\(T(f)\) está la respuesta de transmisión en función de la frecuencia\(f\).

3.4.1 Radio como cascada de dos puertos

El extremo frontal de un receptor o transmisor de comunicación RF combina una serie de subsistemas en cascada. El diseño del front-end de RF requiere compensaciones de ruido generado por el circuito, de selectividad de frecuencia y de eficiencia de energía, lo que se traduce en la duración de la batería para un teléfono de comunicación. Solo hay unas pocas arquitecturas de receptor y transmisor que logran las compensaciones óptimas. Los elementos esenciales de estas arquitecturas se muestran en la Figura\(\PageIndex{1}\). Estas arquitecturas logran selectividad de frecuencia usando filtros paso banda (BPF) y filtros paso bajo (LPF) que idealmente tienen las respuestas mostradas en la Figura\(\PageIndex{2}\). Las frecuencias de esquina de estos filtros y, en el caso de los BPF, sus frecuencias centrales, se ajustan para minimizar las señales interferentes y el ruido que pasa por el sistema. Las tres arquitecturas mostradas en la Figura\(\PageIndex{1}\) tienen antenas que interactúan entre los circuitos y el mundo exterior. Las antenas generalmente tienen un ancho de banda amplio, mucho mayor que el ancho de banda de un canal de comunicación individual.

3.4.2 Transmisor y Receptor Heterodino

Primero considere la arquitectura del transmisor que se muestra en la Figura\(\PageIndex{1}\) (a). En un transmisor, una señal portadora de información de baja frecuencia se traduce a una frecuencia que se puede irradiar más fácilmente. La información está contenida en la señal de banda base, que en muchos sistemas modernos se genera como una señal digital dentro del procesador de señal digital (DSP). Entonces el convertidor digital-analógico, (DAC), convierte la banda base digital en una señal analógica llamada banda base analógica, identificada en la Figura\(\PageIndex{1}\) (a) como la señal de frecuencia intermedia (IF) en la salida del DAC. Los sistemas más antiguos generan la señal IF utilizando hardware analógico, ya que esto reduce la energía consumida por la electrónica digital. El IF luego pasa a través de un filtro de paso bajo (LPF) para eliminar los armónicos resultantes del proceso DAC, y la señal se amplifica antes de ser aplicada al mezclador. Existen varios tipos de mezcladores, pero el concepto central es multiplicar la señal IF por una señal de oscilador local (LO) mucho mayor en frecuencia\(f_{\text{LO}}\). El LO será una sola cosinusoide y si su amplitud es\(A_{\text{LO}}\), entonces la señal LO es\(x_{\text{LO}} = A_{\text{LO}}\cos(2πf_{\text{LO}})\). Si bien la señal IF tendrá un ancho de banda finito, el funcionamiento del mezclador se puede ilustrar considerando que la IF es una sola cosinusoide con amplitud\(A_{\text{IF}}\) y frecuencia\(f_{\text{IF}}\), es decir, la señal RF es\(x_{\text{IF}} = A_{\text{IF}}\cos(2πf_{\text{IF}})\). Entonces la salida del mezclador es

\[\begin{align}x_{\text{RF}}&=x_{\text{IF}}\times x_{\text{LO}}=A_{\text{IF}}A_{\text{LO}}\cos (2\pi f_{\text{IF}})\cos (2\pi f_{\text{LO}})\nonumber \\ \label{eq:1}&=\frac{1}{2}A_{\text{RF}}A_{\text{LO}}\{\cos [2\pi (f_{\text{LO}}-f_{\text{IF}})]+\cos [2\pi (f_{\text{LO}}+f_{\text{IF}})]\}\end{align} \]

En la Ecuación se ha utilizado\(\eqref{eq:1}\) una expansión trigonométrica. El LO se elige de manera que su frecuencia sea cercana a la de la RF deseada para que la multiplicación por el mezclador dé como resultado una salida que tenga un componente en\(f_{\text{RF}\Delta} = f_{\text{LO}}−f_{\text{IF}}\) y uno en\(f_{\text{RF}\sum} = f_{\text{LO}} + f_{\text{IF}}\). Uno de estos es seleccionado por el BPF, se amplifica aún más, y luego se entrega a la antena y se irradia.

3.4.3 Arquitectura de receptor superheterodino

La primera arquitectura receptora a considerar es la arquitectura de receptor superheterodina (o superhet) mostrada en la Figura\(\PageIndex{1}\) (b). Heterodyning se refiere al uso de un mezclador y un circuito superheterodino tiene dos mezcladores. La antena recopila información del entorno en RF, e inmediatamente esta es filtrada de paso de banda (por el\(\text{BPF}_{1}\) bloque) para eliminar la mayoría de las señales interferentes y el ruido. Así, el primer BPF reduce el rango de voltajes presentados al primer amplificador y así reduce la posibilidad de que el amplificador distorsione la señal deseada.

El RF en la salida del filtro de paso de banda más a la izquierda, BPF1, todavía tiene un espectro que es mucho más amplio que el de la señal de comunicación deseada. Por ejemplo, en la radio 3G el canal de comunicación es\(5\text{ MHz}\) amplio pero el primer BPF podría ser\(50\text{ MHz}\) ancho y el RF podría ser\(1\text{ GHz}\) o\(2\text{ GHz}\). Por lo que aún es necesario utilizar selectividad de frecuencia adicional para aislar el único canal requerido. La elección óptima en esta etapa es seguir el primer BPF con un amplificador para aumentar el nivel de la señal. Esto también aumenta el nivel del ruido que fue captado por la antena junto con la señal, pero significa que el ruido agregado por los circuitos después del primer amplificador tiene mucha menos importancia. El siguiente bloque en el receptor es el mezclador que desplaza la información hacia abajo en frecuencia a la primera frecuencia intermedia,\(\text{IF}_{1}\). El oscilador local,\(\text{LO}_{1}\), se elige de manera que su frecuencia sea cercana a la de la RF de manera que la multiplicación por el mezclador dé como resultado una baja frecuencia en la salida (es decir, at\(f_{\text{IF1}} = f_{\text{LO}} − f_{\text{RF}}\)), y una a una frecuencia casi el doble que la del LO (es decir, a la frecuencia de suma,\(f_{\sum} = f_{\text{LO}} +f_{\text{RF}}\)). La frecuencia central y

Figura\(\PageIndex{3}\): Circuito mezclador simple: (a) diagrama de bloques; y (b) espectro.

ancho de banda del segundo filtro de paso de banda\(\text{BPF}_{2}\),, se elige para que solo\(f_{\text{IF1}}\) pasen las señales alrededor. Así, la función principal de la primera etapa mezcladora y\(\text{BPF}_{2}\) en el receptor superheterodino es convertir la información en la RF a una frecuencia más baja, aquí en\(\text{IF}_{1}\). El funcionamiento de la mezcladora se muestra en la Figura\(\PageIndex{3}\).

En la arquitectura del receptor superheterodino la salida del primer mezclador,\(f_{\text{IF1}}\), sigue estando a una frecuencia demasiado alta para que la señal se convierta directamente en forma digital donde pueda procesarse. Por lo que es natural preguntarse por qué la traducción de frecuencia no fue todo el camino hasta la banda base. La razón principal de esto es que hay ruido sustancial en un LO a frecuencias muy cercanas a la frecuencia de oscilación,\(f_{\text{LO1}}\). Este ruido cae rápidamente lejos de la frecuencia de oscilación y su nivel en frecuencia\(f\) es proporcional a\((|f − f_{\text{LO1}}|)^{n},\: n = 1, 2,\ldots\). Este ruido aparecerá en la salida del mezclador y será sustancial si el RF y LO están muy cerca en frecuencia. Entonces, la compensación óptima es desplazar la frecuencia de la señal portadora de información en dos etapas. Después de una amplificación adicional, la segunda etapa de mezcla convierte el componente portador de información de la señal centrada en la primera frecuencia intermedia,\(\text{IF}_{1}\), a la segunda frecuencia intermedia\(\text{IF}_{2}\), que suele estar en la frecuencia de banda base o ligeramente por encima de ella. La señal de banda base ahora es analógica y ésta es convertida a forma digital por el ADC, y luego la señal, ahora la señal digital de banda base, puede ser procesada digitalmente por el DSP.

Dado que el segundo mezclador opera a frecuencias mucho más bajas que el primer mezclador, el ruido de fase activado\(\text{LO}_{2}\) no se superpone a la señal en\(\text{IF}_{2}\). La razón por la que esta arquitectura se llama arquitectura de receptor superheterodino es porque cuando se utilizó por primera vez esta arquitectura,\(\text{IF}_{2}\) era una señal de audio y\(\text{IF}_{1}\) estaba por encima del rango audible y también lo fue una señal supersónica. Así el súper en superheterodino inicialmente se refería al IF supersónico.

3.4.4 Receptor Heterodino Único

La segunda arquitectura de receptor que se muestra en la Figura\(\PageIndex{1}\) (c) tiene una única etapa heterodina o de mezcla. Si el LO tiene un ruido muy bajo el IF estará a una frecuencia menor que en la arquitectura superheterodina mostrada en la Figura\(\PageIndex{1}\) (b). Luego se requiere un ADC de alto rendimiento para convertir la señal a forma digital y entregarla a la unidad DSP. Se requiere una potencia de procesamiento digital sustancial para traducir la señal a una señal digital de banda base. Alternativamente, se podría usar un ADC de submuestreo de alto rendimiento que en efecto realiza la mezcla durante la conversión. La ventaja de esta arquitectura es una sección RF simplificada y es de particular ventaja cuando se soportan múltiples estándares de comunicación de RF, ya que el DSP y ADC pueden ser comunes mientras que el hardware de RF analógico para cada banda se simplifica considerablemente.

Figura\(\PageIndex{4}\): Front end RF organizado como múltiples chips. Esto corresponde a una combinación de la arquitectura de recepción mostrada en la Figura\(\PageIndex{1}\) (c) y la arquitectura del transmisor mostrada en la Figura\(\PageIndex{1}\) (a).

3.4.5 Transceptor

Los principales elementos activos basados en transistores o diodos en el extremo frontal de RF tanto del transmisor como del receptor son los amplificadores, mezcladores y osciladores. Estos subsistemas tienen mucho en común, utilizando dispositivos no lineales para convertir la energía a CC en potencia a RF. En el caso de los mezcladores, la potencia en el LO también se convierte en potencia a RF. El extremo frontal de un celular típico se muestra en la Figura\(\PageIndex{4}\). Los componentes aquí generalmente se implementan en un módulo y utilizan diferentes tecnologías para los diversos elementos, optimizando costos y rendimiento.

Vuelva ahora a la arquitectura del transceptor basado en mezclador (para transmisor y receptor) que se muestra en la Figura\(\PageIndex{4}\). Aquí, se usa una sola antena, y se usa un diplexor\(^{1}\) (un filtro combinado de paso bajo y paso alto) o un conmutador para separar las rutas de transmisión y recepción (espaciadas en frecuencia). Si el protocolo del sistema requiere operaciones de transmisión y recepción al mismo tiempo, se requiere un diplexor para separar las rutas de transmisión y recepción. Este filtro tiende a ser grande, con pérdidas o costoso (dependiendo de la tecnología utilizada). En consecuencia, se prefiere un conmutador de transistor si las señales de transmisión y recepción operan en diferentes intervalos de tiempo. En la ruta de recepción se amplifica la señal recibida de bajo nivel y el amplificador inicial necesita tener muy buen rendimiento de ruido. Una vez que la señal es mayor, el rendimiento de ruido de los amplificadores es menos crítico. El amplificador inicial se llama amplificador de bajo ruido (LNA). La señal de recepción amplificada es entonces filtrada pasabanda y frecuencia convertida descendentemente por un mezclador a IF que puede ser muestreada por un ADC para producir una señal digital que es procesada adicionalmente por DSP. Las variantes de esta arquitectura incluyen una que tiene dos etapas de mezcla (como en el receptor superheterodino que se muestra en la Figura\(\PageIndex{1}\) (b)), y otra sin mezcla que se basa en cambio en la conversión directa de la señal de recepción utilizando, como una posibilidad, un ADC de submuestreo. En la ruta de transmisión, la arquitectura se invierte, con un DAC impulsado por el chip DSP que produce una señal portadora de información en el IF que luego es convertida en frecuencia ascendente por un mezclador, filtrado paso banda, y amplificada por lo que se llama un amplificador de potencia para generar las decenas a cientos de milivatios requeridos.

Figura\(\PageIndex{5}\): Implementación diferencial de un modulador Hartley SSB-SC:\(s^{+}(t),\: s^{−}(t)\) son los componentes positivo y negativo de la señal modulada diferencial\(s(t); (c_{1}^{+}(t),\: c_{1}^{−}(t))\) es la portadora diferencial;\((m_{1}^{+}(t),\: m_{1}^{−}(t))\) es la portadora IF modulada en cuadraturas diferenciales;\((c_{2}^{+}(t),\: c_{2}^{−}(t))\) es la portadora diferencial desplazado\(90^{\circ}\); y\(m_{2}^{+}(t)\) y\(m_{2}^{−}(t)\) son las versiones\(90^{\circ}\) desfasadas de\(m_{1}^{+}(t)\) y\(m_{1}^{−}(t)\), respectivamente.

3.4.6 Modulador Hartley

El modulador Hartley [1, 2], mostrado en la Figura 3.1.1, da como resultado la modulación SSB de banda lateral única (SSB) o más precisamente la modulación de portadora suprimida SSB (SSB-SC). Este es uno de los grandes inventos y variantes de este circuito se utilizan en todas las radios modernas. En el modulador Hartley la señal moduladora\(m(t)\) y la portadora se multiplican juntas en un mezclador y luego también se mezclan versiones con\(90^{\circ}\) desplazamiento de fase antes de ser sumadas. El flujo de la señal es el siguiente comenzando con\(m(t) = \cos(\omega_{m1}t),\: p(t) = \cos(\omega_{m1}t − π/2) = \sin(\omega_{m1}t)\) y la señal portadora\(c_{1}(t) = \cos(\omega_{c}t)\):

\[\begin{align}a_{1}(t)&=\cos (\omega_{m1}t)\cos(\omega_{c}t)=\frac{1}{2}[\cos((\omega_{c}-\omega_{m1})t)+\cos((\omega_{c}+\omega_{m1})t)]\nonumber \\ b_{1}(t)&=\sin(\omega_{m1}t)\sin(\omega_{c}t)=\frac{1}{2}[\cos((\omega_{c}-\omega_{m1})t)-\cos((\omega_{c}+\omega_{m1})t)]\nonumber \\ \label{eq:2} s_{1}(t)&=a_{1}(t)+b_{1}(t)=\cos((\omega_{c}-\omega_{m1})t)\end{align} \]

y así se selecciona la banda lateral inferior (LSB). Es decir, si una señal moduladora de ancho de banda finito\(m(t)\) se mezclara solo una vez con la portadora\(c_{1}(t)\), el espectro de la salida\(a_{1}(t)\) incluiría bandas laterales superior e inferior así como la portadora como se muestra en la Figura 3.2.1 (a). Con el modulador Hartley se obtiene el espectro de la Figura 3.2.1 (b).

Cada componente de frecuencia\(m(t)\) necesita ser desplazado\(90^{\circ}\) y esto se puede hacer usando un circuito polifásico o digitalmente usando una transformada de Hilbert. Para seleccionar la banda lateral superior el verano en la Figura 3.1.1 se sustituye por un bloque de resta y luego se convierte la salida\(s′(t) = a_{1}(t) − b_{1}(t) = \cos((\omega_{c} + \omega_{m1})t)\).

Otro circuito que implementa la modulación SSB-SC es el modulador Weaver [7]. Utiliza solo filtros y mezcladores de paso bajo y a menudo se usa para implementar SSB-SC en un procesador de señal digital.

3.4.7 El modulador Hartley en Radios Modernas

En la ingeniería de RF, especialmente cuando se utilizan RFIC, es común implementar el desplazamiento de fase de la señal moduladora digitalmente usando la transformada de Hilbert y usar señales diferenciales. Entonces se implementa el modulador Hartley SSBSC mostrado en la Figura 3.1.1 como se muestra en la Figura\(\PageIndex{5}\) donde\((m_{1}^{+}(t),\: m_{1}^{−}(t))\) se encuentra la forma diferencial de la señal analógica correspondiente a la señal modulada\(s(t)\) en la salida del modulador genérico en cuadratura en la Figura\(\PageIndex{6}\). Con la gran cantidad de formatos de modulación soportados en los estándares modernos de comunicación celular, es de hecho

Figura\(\PageIndex{6}\): Diagrama de bloques del modulador en cuadratura. Un flujo de bits de entrada\(S_{k}\),, se divide en dos flujos de bits,\(I_{k}\) y\(Q_{k}\), que se aplican a los multiplicadores como formas de onda (posiblemente filtradas)\(i(t)\) y\(q(t)\). La salida de los multiplicadores (filtrados apropiadamente) se suman para producir una señal portadora modulada,\(s(t)\). El\(90^{\circ}\) bloque desplaza al portador por\(90^{\circ}\).

suerte de que los moduladores en cuadratura se puedan implementar digitalmente seguidos posiblemente por la conformación de onda. La señal diferencial\((m_{2}^{+}(t),\: m_{2}^{−}(t))\) es la forma de fase desplazada\((m_{1}^{+}(t),\: m_{1}^{−}(t))\) en la que cada componente de frecuencia se desplaza por\(90^{\circ}\) lo general implementada como la transformada de Hilbert de las formas digitales de\((m_{1}^{+}(t),\: m_{1}^{−}(t))\) (antes de la conformación de onda).

Notas al pie

[1] Un duplexor separa las señales transmitidas y recibidas y a menudo se implementa como un filtro llamado diplexor. Un diplexor separa dos señales en diferentes bandas de frecuencia para que puedan usar un elemento común como una antena. Si las señales transmitidas y recibidas están en diferentes intervalos de tiempo, el duplexor puede ser un conmutador.