3.5: Estudio de caso: diseño de amplificador de banda ancha

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$ \newcommand{\vecs}[1]{\overset { \scriptstyle \rightharpoonup} {\mathbf{#1}} } $ $ \newcommand{\vecd}[1]{\overset{-\!-\!\rightharpoonup}{\vphantom{a}\smash {#1}}} $$\newcommand{\id}{\mathrm{id}}$ $ \newcommand{\Span}{\mathrm{span}}$ $ \newcommand{\kernel}{\mathrm{null}\,}$ $ \newcommand{\range}{\mathrm{range}\,}$ $ \newcommand{\RealPart}{\mathrm{Re}}$ $ \newcommand{\ImaginaryPart}{\mathrm{Im}}$ $ \newcommand{\Argument}{\mathrm{Arg}}$ $ \newcommand{\norm}[1]{\| #1 \|}$ $ \newcommand{\inner}[2]{\langle #1, #2 \rangle}$ $ \newcommand{\Span}{\mathrm{span}}$ $\newcommand{\id}{\mathrm{id}}$ $ \newcommand{\Span}{\mathrm{span}}$ $ \newcommand{\kernel}{\mathrm{null}\,}$ $ \newcommand{\range}{\mathrm{range}\,}$ $ \newcommand{\RealPart}{\mathrm{Re}}$ $ \newcommand{\ImaginaryPart}{\mathrm{Im}}$ $ \newcommand{\Argument}{\mathrm{Arg}}$ $ \newcommand{\norm}[1]{\| #1 \|}$ $ \newcommand{\inner}[2]{\langle #1, #2 \rangle}$ $ \newcommand{\Span}{\mathrm{span}}$$\newcommand{\AA}{\unicode[.8,0]{x212B}}$

En esta sección se diseña un amplificador de$X$ banda ancha de bajo ruido. $^{1}$La topología del amplificador se muestra en la Figura$\PageIndex{1}$, y esta es la misma topología utilizada en el diseño del amplificador de banda estrecha. La especificación de diseño es para una cifra de ruido máximo (NF) de$1\text{ dB}$ y una ganancia$14 ± 1\text{ dB}$ de$8\text{ GHz}$ a$12\text{ GHz}$.

3.5.1 Propiedades del transistor

El transistor elegido es el transistor NEC NE32400A empaquetado y sus parámetros se dan en la Tabla$\PageIndex{1}$ en lo que se denomina el$^{\circledR}$ formato Touchstone utilizado por los simuladores de microondas. El archivo comienza con una serie de líneas de comentario (identificadas por '!') seguido de la línea de opción:

# <frequency unit> <parameter> <format> R <n>

donde <frequency unit>es$\text{GHz}$, <parameter>especifica el tipo de datos de parámetros de red, y aquí$S$ hay parámetros de dispersión. El<format>, MA, indica que los datos están en formato de magnitude-ángulo (grados), y el <n>término es$50$, indicando que los$S$ parámetros están normalizados a$50\:\Omega$. La línea de datos se ordena como$f,\: |S_{11}|,\: \angle S_{11},$$|S_{21}|,\: \angle S_{21}$,$|S_{12}|,\: \angle S_{12}$,$|S_{22}|$, y$\angle S_{22}$. El segundo conjunto de datos contiene los parámetros de ruido y hay cinco entradas para cada frecuencia dispuestas como frecuencia (usando las unidades previamente especificadas), la cifra mínima de ruido$\text{NF}_{\text{min}}$ (in$\text{dB}$), entonces$|\Gamma_{\text{opt}}|$$\angle\Gamma_{\text{opt}}$, y$r_{n}/50$. Estos son los parámetros de ruido utilizados con los amplificadores de dos puertos como se describe en la Sección 4.3.6 de [6] con$\text{NF}_{\text{min}} = 10 \log(F_{\text{min}})$ y$\Gamma_{\text{opt}}$ siendo el coeficiente de reflexión de$\Gamma_{\text{opt}}$ referenciado a$Y_{0}$ ($= 0.02\text{ S}$aquí).

Los$S$ parámetros del transistor se trazan en la Figura$\PageIndex{2}$. $S_{11},\: S_{12},$y$S_{22}$ se trazan en una gráfica de Smith en la Figura$\PageIndex{2}$ (a). Sin embargo,$S_{21}$ es mayor que uno y por lo tanto éste se traza en una gráfica polar en la Figura$\PageIndex{2}$ (b). Todos los$S$ parámetros varían significativamente con la frecuencia. En la Figura$\PageIndex{2}$ (a) se resalta el locus de$S_{11}$ desde$8\text{ GHz}$ a$12\text{ GHz}$ y se marca el segmento$\mathsf{A}$. La coincidencia ideal requeriría que el coeficiente de reflexión$\Gamma_{S}$,, buscando en la red de coincidencia de entrada sin pérdidas del transistor sea el conjugado complejo de$S_{11}$ (si el Puerto 2 del transistor termina en$50\:\Omega$).

Figura$\PageIndex{1}$: Amplificador de banda ancha: (a) topología; y (b) definición de puerto para parámetros de transistor.

Tabla$\PageIndex{1}$: archivo de datos de$S$ parámetros para un transistor NE32400A HJFET (FET de heterounión) empaquetado. # GHZ S MA R 50 indica frecuencia en$\text{GHz}$,$S$ parámetros en formato de ángulo de magnitud (grados) y referencia a$50\:\Omega$. Los datos de los$S$ parámetros son$f(\text{GHz})$, magnitud y ángulo de$S_{11},\: |S_{21}|,\: S_{12},\: |S_{22}|$. Los datos de ruido son$f(\text{GHz})$$\text{NF}_{\text{min}}$$(\text{dB})$,$|\Gamma_{\text{opt}}|$,,$\text{ang}(\Gamma_{\text{opt}})$ (en grados), y$r_{n}/50$.

Figura$\PageIndex{2}$:$S$ parámetros del transistor N32400A. $|S_{21}|$excede la unidad y se muestra en una gráfica polar en (b) donde$2,\: 4,$ e$6$ indican las magnitudes (radios) de$|\Gamma |$ círculos constantes.

Así, el locus del óptimo$\Gamma_{S}$ se muestra como segmento$\mathsf{B}$ en la Figura$\PageIndex{2}$ (a). Tenga en cuenta que$\Gamma_{S}$ gira en sentido contrario a las agujas del reloj con frecuencia creciente. Sin embargo, el coeficiente de reflexión de entrada de una red de coincidencia simple giraría en el sentido de las agujas del reloj. Por lo tanto, solo se logrará una coincidencia razonable sobre un ancho de banda muy estrecho. La situación de la red de coincidencia de salida es similar. La red de coincidencia ideal debe tener un coeficiente de reflexión de entrada que sea contrario al de una red simple. Así que esto ilustra la gran diferencia entre el diseño del amplificador de banda ancha y de banda estrecha. Las redes coincidentes deben diseñarse para presentar la impedancia conjugada compleja requerida en un amplio rango de frecuencias.

Otra tarea de diseño es minimizar simultáneamente el ruido. Los datos de ruido del transistor se representan en la Figura$\PageIndex{3}$. La Figura$\PageIndex{3}$ (a) traza el valor de$\Gamma_{S}$$(= \Gamma_{\text{opt}})$ requerido para lograr la cifra mínima de ruido. Los puntos están justo$\Gamma_{\text{opt}}$ a diferentes frecuencias. Estos puntos no coinciden con el$\Gamma_{S}$ para una coincidencia óptima como se muestra en la Figura$\PageIndex{2}$ (a). Por lo que se necesita un compromiso. Este paso de compromiso es guiado por los círculos de la figura de ruido. La Figura$\PageIndex{2}$ (b) representa los círculos de la figura de ruido cuando la cifra de ruido es$0.25\text{ dB}$ mayor que$\text{NF}_{\text{min}}$. Por ejemplo, a una frecuencia, si$\Gamma_{S}$ está en el círculo para esa frecuencia, la cifra de ruido será$0.25\text{ dB}$ mayor que$\text{NF}_{\text{min}}$. Si$\Gamma_{S}$ está dentro del círculo la cifra de ruido será menor que$0.25\text{ dB}$ arriba$\text{NF}_{\text{min}}$.

Un conjunto más completo de círculos de figuras de ruido en$10\text{ GHz}$, el centro de la banda del amplificador, se muestra en la Figura$\PageIndex{4}$. $\text{NF}_{\text{min}}$es$0.50\text{ dB}$ y los círculos de la figura del ruido están en$0.1\text{ dB}$ pasos.

Otra consideración que afecta a la elección de redes coincidentes es la estabilidad del amplificador. Los círculos de estabilidad de entrada y salida para el transistor se muestran en la Figura$\PageIndex{5}$ comenzando en$2\text{ GHz}$ y hasta$30\text{ GHz}$. Para que el transistor sea incondicionalmente estable,$\Gamma_{S}$, debe estar en la región incondicionalmente estable del gráfico de Smith. Las regiones estables se muestran en la Figura

Figura$\PageIndex{3}$: Caractenstica de ruido de$7$ a$14\text{ GHz}$ en la gráfica de$1\text{ GHz}$ pasos en el plano de entrada ($\Gamma_{S}$). $\text{NF}_{\text{min}} = 0.38\text{ dB}$,$0.41\text{ dB}$,$0.43\text{ dB}$,$0.47\text{ dB}$,$0.50\text{ dB}$,$0.55\text{ dB}$,$0.60\text{ dB}$,$0.66\text{ dB}$, y$0.71\text{ dB}$ de$7$ a$14\text{ GHz}$ en$1\text{ GHz}$ pasos. La cifra de ruido en cada círculo es$\text{NF}_{\text{min}} + 0.25\text{ dB}$.

Figura$\PageIndex{4}$: Figura de ruido círculos en$10\text{ GHz}$ donde$\text{NF}_{\text{min}} = 0.50\text{ dB}$. Los círculos tienen$0.1\text{ dB}$ pasos para que el círculo más interno indique los valores de$\Gamma_{S}$ ese logro$\text{NF} = 0.6\text{ dB}$.

$\PageIndex{5}$(a) en todas las frecuencias. Del mismo modo,$\Gamma_{L}$ debe estar en la región estable del gráfico Smith en la Figura$\PageIndex{5}$ (b) en todas las frecuencias. La consideración final es la ganancia máxima disponible,$G_{\text{MAX}}$. Los$G_{\text{MAX}}$ círculos se muestran en la Figura$\PageIndex{6}$. At$8\text{ GHz }G_{\text{MAX}} = 16.6\text{ dB}$ y se reduce a$14.8\text{ dB}$ at$12\text{ GHz}$. Esto complica aún más el diseño ya que la ganancia del amplificador final debe ser plana a través de la banda y no disminuir monótonamente.

Entonces, el problema de diseño completo es determinar la topología de red coincidente y luego desarrollar las redes coincidentes de entrada y salida que cumplan con todas las restricciones implícitas por los círculos de estabilidad, la cifra de ruido

Figura$\PageIndex{5}$: Círculos de estabilidad en$2\text{ GHz}$ pasos comenzando en$2\text{ GHz}$ y continuando hasta$30\text{ GHz}$. La región potencialmente inestable se indica mediante la línea discontinua en el$2\text{ GHz}$ círculo.

Figura$\PageIndex{6}$: Ganancia máxima disponible,$G_{\text{MAX}}$, círculos. $G_{\text{MAX}} = 17.0\text{ dB}$,$16.5\text{ dB}$,$16.0\text{ dB}$,$15.5\text{ dB}$,$15.2\text{ dB}$,$14.8\text{ dB}$$14.5\text{ dB}$,,$14.1\text{ dB}$$7$ a$14\text{ GHz}$ en$1\text{ GHz}$ pasos.

círculos, y los$G_{\text{MAX}}$ círculos.

3.5.2 Diseño de Imagen Negativa

Una estrategia exitosa para el diseño de banda ancha es la técnica de diseño de amplificador de imagen negativa. El desarrollo comienza considerando las impedancias fundamentales de entrada y salida del transistor. La entrada de un transistor se puede aproximar como una resistencia en serie con una capacitancia. La salida del transistor aparece como una capacitancia en paralelo con una resistencia. Entonces, una estrategia de coincidencia simple es considerar una red de coincidencia de entrada que presente una capacitancia en serie negativa (la imagen) a la

Figura$\PageIndex{7}$: Ganancia máxima disponible$G_{\text{MAX}}$,, círculos$10\text{ GHz}$ en$1\text{ dB}$ pasos. El círculo central tiene$G_{\text{MAX}} =15.5\text{ dB}$.

Figura$\PageIndex{8}$: Amplificador usando modelo de imagen negativa.

entrada del transistor y una capacitancia de derivación negativa a la salida del transistor. Dicho amplificador se muestra en la Figura$\PageIndex{8}$ (a). La red de adaptación de salida también incluye una inductancia de derivación negativa que cancela la inductancia de cable de enlace del transistor empaquetado. Las impedancias del puerto de entrada y salida se ajustaron para lograr la ganancia requerida. Los valores de las impedancias de los puertos de entrada y salida, así como de los tres elementos reactivos, se pueden optimizar o ajustar utilizando la función de sintonización manual en la mayoría de los simuladores de microondas. La afinación es una característica útil que proporciona

Figura$\PageIndex{9}$: Realización de microcinta de la red coincidente de entrada utilizando un sustrato de microcinta,$\mathsf{MSUB}$. El diseño comienza con un elemento de puerto$\mathsf{PORT\: 1\: (P=1)}$ con una impedancia de referencia de$50\:\Omega$. El$\mathsf{MLIN}$ elemento es una línea de microcinta con ancho$\mathsf{W}$ y largo$\mathsf{L}$; el$\mathsf{MTEEX$}$ elemento modela una T de microcinta y soporta la conexión en derivación del$\mathsf{MLEFX}$ elemento, que es una línea de microcinta de circuito abierto con efectos finales modelados; otra línea y T conecta un cortocircuito stub, el$\mathsf{MLSC}$ elemento; luego otra línea; y finalmente un segundo$\mathsf{PORT}$ elemento.

perspicacia. Las compensaciones no siempre son fáciles de hacer sin usar la técnica del amplificador de imagen.

El ruido y la ganancia del amplificador de imagen de la Figura$\PageIndex{8}$ (a) se muestran en la Figura$\PageIndex{8}$ (b). Si bien la cifra de ganancia y ruido no cumplen con la especificación ($13\text{ dB}$ganancia y$\text{NF }< 1\text{ dB}$), están muy cerca y se puede esperar que la optimización logre el diseño requerido.

En esta etapa es necesario seleccionar las topologías de las redes de adaptación de entrada y salida, ya que no se dispone de inductancias negativas y capacitores. Hay varias formas en que esto se puede hacer. Una forma es desarrollar descripciones de función de transferencia de las impedancias de la red de entrada (y salida) vistas desde el transistor. Las funciones de impedancia se pueden sintetizar y desarrollar como si fueran filtros. Este puede ser un proceso largo, pero a veces es la única manera de cumplir con especificaciones exigentes. Muy a menudo la topología puede ser adoptada a partir de un diseño anterior o de un diseño reportado en una publicación. La topología elegida aquí para la red de entrada se muestra en la Figura$\PageIndex{9}$ (b). (La teoría detrás de esta topología se describe en la Sección 7.7 de [6].) Los parámetros de la red de coincidencia de entrada se optimizan utilizando el modelo de imagen de entrada que se muestra en la Figura$\PageIndex{9}$ (a). Sin embargo, se cambia el signo de la capacitancia negativa en el circuito de entrada de la Figura$\PageIndex{8}$ (a). La conexión en serie del$0.294\text{ pF}$ condensador en serie con

Figura$\PageIndex{10}$: Realización de la red de salida.

la$22.9\:\Omega$ resistencia se aproxima a la impedancia de entrada del transistor (terminado). Más específicamente, es la impedancia la que dará como resultado el perfil de ganancia y ruido en la Figura$\PageIndex{8}$ (b). El objetivo al realizar la red de coincidencia de entrada es minimizar el coeficiente de reflexión de entrada (normalizado a$50\:\Omega$) en el puerto de entrada. Un enfoque similar se utiliza en el desarrollo de la red de coincidencia de salida, que se muestra en la Figura$\PageIndex{10}$. Después de la optimización, los coeficientes de reflexión de entrada en Puerto$1$ de las redes coincidentes terminadas en las redes de imagen se muestran en la Figura$\PageIndex{11}$.

3.5.3 Diseño final

Las redes de coincidencia de entrada y salida se conectan al transistor como se muestra en la Figura$\PageIndex{12}$ y luego se optimiza el amplificador completo. Los parámetros de las redes de adaptación optimizadas de entrada y salida que utilizan el modelo de transistor completo se dan en las Figuras$\PageIndex{9}$ (b) y$\PageIndex{10}$ (b), y la disposición completa se muestra en la Figura$\PageIndex{13}$. La ganancia y el rendimiento de ruido del diseño terminado se da en la Figura 3.6.1. Esta topología de amplificador de banda ancha alcanza un ancho de banda de hasta media octava (por ejemplo$8–12\text{ GHz}$).

En algunos casos, aunque no se requiere aquí, es necesario introducir retroalimentación desde la salida a la entrada del transistor. Este suele ser un circuito simple, como una cascada de un condensador, un inductor y una línea de transmisión. La red de retroalimentación proporciona retroalimentación dependiente de la frecuencia que aplana la respuesta de ganancia. También se puede incluir una resistencia en la red de retroalimentación para gestionar la estabilidad.

Figura$\PageIndex{11}$: Coeficiente de reflexión mirando al Puerto 1 de las redes coincidentes de entrada y salida terminadas en la red de imagen corregida.

Figura$\PageIndex{12}$: Amplificador final.

Figura$\PageIndex{13}$: Disposición final del LNA de$X$ banda. La entrada está a la izquierda y la salida a la derecha.

Notas al pie

[1] Entorno de Diseño Archivo de Proyecto: X Band LNA.emp