3.6: Amplificadores diferenciales

Un cambio significativo en la ingeniería de RF y microondas ha sido la creciente importancia de los circuitos diferenciales como el amplificador en la Figura\(\PageIndex{2}\) (a). En parte esto se debe a que se implementan convenientemente en tecnología de silicio. También es el resultado del uso de la integración monolítica y la madurez de las tecnologías de semiconductores dando como resultado componentes activos de RF repetibles. Los amplificadores diferenciales son la topología de amplificador preferida con RFIC. Dado que el ruido de sustrato es común a todos los nodos de un amplificador diferencial, hay poca señal de ruido de sustrato diferencial. Además, los circuitos diferenciales se prestan a la polarización en modo de corriente que se prefiere en el chip. La característica definitoria de un amplificador diferencial es que hay trayectorias de señal pareadas que son diferenciales. Estos amplificadores también se denominan (pero menos comúnmente) amplificadores balanceados. Cuando la señal de RF en un lado de la trayectoria diferencial es positiva, la señal de RF en el otro lado es negativa.

3.6.1 Amplificadores Completamente y Pseudo-Diferenciales

La Figura\(\PageIndex{2}\) (a) muestra un amplificador completamente diferencial (FDA) con polarización resistiva en las patas de drenaje. Además de proporcionar corriente de polarización, las resistencias cargan el amplificador. El voltaje de alimentación de un RFIC puede ser bastante bajo (unos pocos voltios o menos), por lo que es importante elegir topologías de circuito que proporcionen grandes oscilaciones de voltaje, particularmente para que un amplificador de controlador sea el último

Figura\(\PageIndex{1}\): Rendimiento final del amplificador.

Figura\(\PageIndex{2}\): Amplificadores diferenciales: (a) amplificador completamente diferencial (FDA); (b) FDA con polarización inductiva; (c) representación esquemática; (d) amplificador pseudodiferencial (PDA); (e) PDA con polarización inductiva; y (f) representación esquemática. La inserción en (a) muestra la implementación de la fuente de corriente como un MOSFET de modo de mejora único con un voltaje de polarización,\(V_{B}\), en la puerta.

etapa de amplificador en un transmisor RFIC que impulsa un siguiente amplificador de potencia. Las topologías diferenciales conducen a una casi duplicación de la oscilación de voltaje de salida en comparación con la oscilación de voltaje de salida de un amplificador de un solo extremo. Una FDA incluye una fuente de corriente común que puede implementarse simplemente usando un solo FET, como se muestra en la inserción de la Figura\(\PageIndex{2}\) (a). Aquí el voltaje puerta-fuente es el voltaje de polarización, que\(V_{B}\), a partir de la Figura 2.5.2 (b), establece una corriente de drenaje casi constante siempre que haya suficiente voltaje drenaje-fuente a través del transistor de fuente de corriente.

Rechazo de modo común

Uno de los atributos que hace atractivos a los FDA es que son relativamente inmunes al ruido del sustrato (ruido en el sustrato producido por otros circuitos). La señal aplicada a las entradas de un amplificador diferencial tiene componentes de modo diferencial y común. Haciendo referencia al amplificador diferencial en la Figura\(\PageIndex{2}\) (c), la señal de entrada de modo diferencial es

\[\label{eq:1}V_{id}=V_{+}-V_{-} \]

y la señal de entrada de modo común es

\[\label{eq:2}V_{ic}=\frac{1}{2}(V_{+}+V_{-}) \]

Del mismo modo, las señales de salida de modo común y diferencial son

\[\label{eq:3}V_{od}=V_{o+}-V_{o-}\quad\text{and}\quad V_{oc}=\frac{1}{2}(V_{o+}+V_{o-}) \]

respectivamente. La ganancia de voltaje de modo diferencial es

\[\label{eq:4}A_{d}=\frac{V_{od}}{V_{id}} \]

y la ganancia en modo común es

\[\label{eq:5}A_{c}=\frac{V_{oc}}{V_{ic}} \]

Para una buena inmunidad al ruido, la ganancia en modo común debe ser baja y la ganancia en modo diferencial debe ser alta. La cifra de mérito que describe esto es la relación de rechazo de modo común (CMRR):

\[\label{eq:6}\text{CMRR}=\frac{A_{d}}{A_{c}} \]

y cuanto más grande sea esto, mejor. CMRR generalmente se expresa en decibelios, y dado que CMRR es una relación de ganancia de voltaje, CMRR en decibelios es\(20 \log(A_{d}/A_{c})\). La fuente de corriente en la fuente del par diferencial de la FDA tiene un gran efecto en el CMRR al suprimir el voltaje de salida en modo común. Entonces la fuente de corriente da como resultado una gran CMRR. Sin la fuente actual, el CMRR de la FDA de la Figura\(\PageIndex{2}\) (a) sería uno.

Columpio de voltaje de salida

Los amplificadores de extremo único se discutieron en la Sección 2.5.1, donde se demostró que la polarización inductiva permite oscilaciones de voltaje de salida más altas que las posibles con polarización resistiva. Una mejora similar se puede obtener con un amplificador diferencial. La FDA polarizada inductivamente de la Figura\(\PageIndex{2}\) (b) tiene una oscilación de voltaje más alta que la FDA polarizada resistivamente de la Figura\(\PageIndex{2}\) (a). Sin embargo, se puede lograr más. Las fuentes de corriente en el punto común de la fuente de los FDA en la Figura\(\PageIndex{2}\) (a y b) limitan la oscilación de voltaje, ya que se requiere una caída mínima de voltaje drenaje-fuente a través de la fuente de corriente para que mantenga la corriente constante. Cuando se requieren mayores oscilaciones de voltaje de salida, se elimina la fuente de corriente y el amplificador resultante se denomina amplificador pseudo-diferencial (PDA), como se muestra en la Figura\(\PageIndex{2}\) (d). Nuevamente, la polarización inductiva (ver Figura\(\PageIndex{2}\) (e)) casi duplica la posible oscilación de voltaje. El costo de rendimiento con el circuito PDA es que el CMRR es uno.

Las formas de onda de voltaje de salida para amplificadores monoterminales y diferenciales con y sin polarización inductiva se muestran en la Figura\(\PageIndex{3}\). El PDA polarizado inductivamente, que se muestra en la Figura\(\PageIndex{3}\) (d), tiene una oscilación de voltaje de salida que es aproximadamente\(4\) veces la oscilación de voltaje (o aproximadamente\(16\) veces la potencia en la misma carga) del amplificador Clase A polarizado resistivamente de un solo extremo en la Figura\(\PageIndex{3}\) (a) (los factores reales dependen de la voltaje de alimentación y\(V_{DS\text{ ,min}}\)).

Ejemplo\(\PageIndex{1}\): Calculation of Common-Mode Rejection Ratio

Determinar el CMRR del amplificador diferencial FET mostrado en la Figura\(\PageIndex{4}\) (a).

Solución

La estrategia para resolver este problema es desarrollar los circuitos equivalentes de modo común y modo diferencial y resolver para la ganancia de cada uno. El primer paso es desarrollar el modelo de señal pequeña que se muestra en la Figura\(\PageIndex{4}\) (b). La señal de entrada diferencial es\(V_{id}\) y la señal de entrada común es\(V_{ic}\) para que las señales de voltaje de entrada sean

\[\label{eq:7}V_{i+}=\frac{1}{2}(V_{id}+V_{ic})\quad\text{and}\quad V_{i-}=-\frac{1}{2}(V_{id}+V_{ic}) \]

Las expresiones son similares para el diferencial de salida- y señales de modo común\(V_{od}\) y\(V_{oc}\). Esto conduce al modelo de modo diferencial de señal pequeña de la Figura\(\PageIndex{4}\) (c) y al modelo de modo común de señal pequeña de la Figura\(\PageIndex{4}\) (d). De la Figura\(\PageIndex{4}\) (c), la señal diferencial de salida es

\[\label{eq:8}V_{od}=\frac{V_{id}}{2}[-g_{m}(r_{d}//R_{L})]-\frac{-V_{id}}{2}[-g_{m}(r_{d}//R_{L})]=\frac{-V_{id}g_{m}r_{d}R_{L}}{r_{d}+R_{L}} \]

por lo que la ganancia diferencial es

\[\label{eq:9}A_{d}=\frac{V_{od}}{V_{id}}=\frac{-g_{m}r_{d}R_{L}}{r_{d}+R_{L}} \]

Si, como de costumbre\(r_{d} ≫ R_{L}\), esto se convierte

\[\label{eq:10}A_{d}=-g_{m}R_{L} \]

Al enfocarse en el modelo de modo común de señal pequeña de la Figura\(\PageIndex{4}\) (d), se obtiene la señal de modo común de salida. Las dos mitades del circuito son ahora idénticas. La suma de las corrientes en\(\mathsf{X}\) es cero, entonces

\[\label{eq:11}\frac{V_{S}}{2R_{S}}+\frac{V_{S}-V_{oc}}{r_{d}}-g_{m}(V_{ic}-V_{S})=0 \]

y la suma de las corrientes en el terminal de salida es cero, entonces

\[\label{eq:12}\frac{V_{oc}}{R_{L}}+\frac{V_{oc}-V_{S}}{r_{d}}+g_{m}(V_{ic}-V_{S})=0 \]

La eliminación\(V_{S}\) de estas ecuaciones lleva a

\[\label{eq:13}V_{oc}=\frac{-g_{m}r_{d}R_{L}V_{ic}}{(1+g_{m}r_{d})2R_{S}+r_{d}+R_{L}} \]

por lo que la ganancia en modo común es

\[\label{eq:14}A_{c}=\frac{V_{oc}}{V_{ic}}=\frac{-g_{m}r_{d}R_{L}}{(1+g_{m}r_{d})2R_{S}+r_{d}+R_{L}} \]

Si, como de costumbre\(r_{d} ≫ R_{L}\), esto se convierte

\[\label{eq:15}A_{c}=\frac{-g_{m}R_{L}}{1+2g_{m}R_{S}} \]

El CMRR (cuando\(r_{d} ≫ R_{L}\)) es

\[\label{eq:16}\text{CMRR}=\frac{A_{d}}{A_{c}}=\frac{-g_{m}R_{L}(1+2g_{m}R_{S})}{-g_{m}R_{L}}=(1+2g_{m}R_{S}) \]

Por lo que el CMRR depende del valor de\(R_{S}\). Si no hay resistencia en el punto fuente de modo común, como en un amplificador pseudo-diferencial,\(R_{S} = 0\) y así

\[\label{eq:17}\text{CMRR}|_{R_{S}=0}=1 \]

Si hay una fuente de corriente ideal en el nodo fuente, entonces\(R_{S}\) es efectivamente infinita, y así

\[\label{eq:18}\text{CMRR}|_{\text{current source}}=\infty \]

Figura\(\PageIndex{3}\): Amplificadores MOSFET Clase A con formas de onda de voltaje de salida: (a) amplificador de un solo extremo con polarización resistiva; (b) amplificador de extremo único con polarización inductiva; (c) amplificador completamente diferencial con polarización inductiva; y (d) amplificador pseudo-diferencial. El esquema se muestra en (i), las formas de onda de voltaje de drenaje en (ii) y la salida diferencial en (iii). La columna final da la oscilación de voltaje de salida\(V_{pp}\),, y la potencia de salida con\(V_{DD} = 3\text{ V},\)\(V_{D,\text{ min}} = 0.95\text{ V}\)\(V_{DS\text{ ,min}} = 0.4\text{ V}\), y\(k\) es una constante de proporcionalidad dependiente de la carga que se supone que es la misma para todos los amplificadores. \(V_{D\text{ ,min}}\)es el voltaje mínimo en el drenaje del MOSFET de fuente de corriente. El amplificador de un solo extremo polarizado resistivamente tiene una potencia de salida proporcional a\(6.76\) mientras que el PDA polarizado inductivamente en (d) tiene una potencia de salida proporcional a\(125.4,\)\(18.6\) veces mayor.

Figura\(\PageIndex{4}\): Amplificador diferencial: (a) esquema; (b) modelo de señal pequeña; (c) modelo de señal pequeña para calcular ganancia diferencial; y (d) modelo de señal pequeña para calcular ganancia en modo común.

3.6.2 Modos pares, comunes, impares y diferenciales

La diferencia entre corriente par y modo común, voltajes e impedancias se reduce a la contabilidad en cuanto a cómo se definen los voltajes y corrientes. Lo mismo es cierto para las cantidades impares y diferenciales. La razón por la que se utilizan ambos conjuntos de definiciones es porque se prefiere el uso de conjunto de modo par/impar con estructuras de línea de transmisión y el uso de conjunto de modo común/diferencial se prefiere con circuitos de transistores complementarios tales como amplificadores diferenciales.

Considere el amplificador que se muestra en la Figura\(\PageIndex{5}\) (a) con dos entradas y dos salidas. Los voltajes de entrada y salida en los diversos modos se definen de la siguiente manera:

Voltaje de entrada en modo impar\(V_{io}\), y corriente,\(I_{io}\) (con el segundo subíndice indicando el modo):

\[\label{eq:19}V_{io}=\frac{1}{2}(V_{i1}-V_{i2})\quad\text{and}\quad I_{io}=\frac{1}{2}(I_{i1}-I_{i2}) \]

Voltaje de entrada de modo diferencial\(V_{id}\), y corriente,\(I_{id}\):

\[\label{eq:20}V_{id}=(V_{i1}-V_{i2})\quad\text{and}\quad I_{id}=\frac{1}{2}(I_{i1}-I_{i2}) \]

Voltaje de entrada de modo par\(V_{ie}\), y corriente,\(I_{ie}\):

\[\label{eq:21}V_{ie}=\frac{1}{2}(V_{i1}+V_{i2})\quad\text{and}\quad I_{ie}=\frac{1}{2}(I_{i1}+I_{i2}) \]

Voltaje de entrada de modo común\(V_{ic}\), y corriente,\(I_{ic}\):

\[\label{eq:22}V_{ic}=\frac{1}{2}(V_{i1}+V_{i2})\quad\text{and}\quad I_{ic}=(I_{i1}+I_{i2}) \]

Invertir las definiciones, si no hay señal de entrada en modo común/par:

\[\label{eq:23}\begin{array}{lll}{V_{i1}=\frac{1}{2}V_{id}=V_{io}}&{}&{V_{i2}=-\frac{1}{2}V_{id}=-V_{io}}\\{I_{i1}=I_{id}=I_{io}}&{\text{and}}&{I_{i2}=-I_{id}=-I_{io}}\end{array} \]

Los voltajes y corrientes de salida están relacionados de manera similar. Las figuras\(\PageIndex{5}\) (b) —\(\PageIndex{5}\) (e) muestran las definiciones conceptuales de carga en modo par, impar, común y diferencial. Al cambiar entre definiciones, digamos entre la carga diferencial y la carga de modo impar, la resistencia real en el circuito no cambia.

Figura\(\PageIndex{5}\): Amplificadores diferenciales y diversas cargas. \(R_{Lc}\)es la carga de modo común,\(R_{Le}\) es la carga de modo par,\(R_{Ld}\) es la carga de modo diferencial (a menudo se usa el término carga diferencial), y\(R_{Lo}\) es la carga de modo impar.

Ejemplo\(\PageIndex{2}\): Odd-Mode Load

El amplificador diferencial a la derecha tiene una carga diferencial de\(100\:\Omega\). ¿Cuál es la carga en modo impar?

Figura\(\PageIndex{6}\)

Solución

El circuito se pone en la forma de modo impar a la derecha. Comparando esto con las definiciones de carga mostradas en la Figura\(\PageIndex{4}\) (d), se ve que la impedancia de carga en modo impar es\(50\:\Omega\).

Figura\(\PageIndex{7}\)

3.6.3 Carga asimétrica

Es lo suficientemente simple como para determinar las cargas comunes y diferenciales, o de manera similar las cargas de modo par e impar, cuando la carga de un amplificador diferencial es simétrica. Sin embargo, cuando la carga es asimétrica, se requieren detalles del amplificador diferencial de accionamiento para determinar el acoplamiento entre las señales común y diferencial. La situación es similar a la de una línea acoplada terminada, ver Sección 5.7 de [7], donde se requiere la impedancia equivalente Thevenin de la fuente para determinar las condiciones del circuito.

Con una carga asimétrica habrá acoplamiento entre los modos par e impar. Entonces, incluso si el amplificador diferencial de accionamiento produce una corriente de salida diferencial y tiene una corriente de modo común cero, aún podría haber una tensión de modo común. Esto es importante ya que los transistores funcionan como fuentes de corriente controladas por voltaje y muchos amplificadores diferenciales son en realidad amplificadores de transconductancia, ya que esto proporciona los anchos de banda más amplios, polarización más simple y buena inmunidad al ruido. La etapa de salida de un amplificador diferencial aparece como fuentes de corriente controladas por voltaje diferencial y en un RFIC los mecanismos adaptativos generalmente aseguran que no haya corriente de modo común. Pero la corriente diferencial puede inducir un voltaje de modo común que impulsa las siguientes etapas. La estrategia de diseño entonces es asegurar que un amplificador diferencial produzca una corriente mínima de modo común, y la carga sea simétrica. Los siguientes ejemplos son ilustrativos.

Ejemplo\(\PageIndex{3}\): Asymmetrical Loading of a Differential Amplifier

Un amplificador diferencial tiene dos terminales de salida con una de las salidas conectada a una\(60\:\Omega\) resistencia y la otra terminada en una\(100\:\Omega\) resistencia, como se muestra en la Figura\(\PageIndex{8}\) (a). La etapa de salida del amplificador diferencial se modela como dos fuentes de corriente controladas\(I_{o1}\)\(I_{o2}\) y la corriente de modo común de salida es cero.

1. ¿Cuál es el voltaje de modo común,\(V_{c}\), a la carga si la corriente diferencial es\(1\text{ mA}\)? Este problema se resolverá primero usando las cargas generales que se muestran en la Figura\(\PageIndex{8}\) (b). Los voltajes en la carga son\(V_{o1} = V_{c}+ \frac{1}{2}V_{d}\) y\(V_{o2} = V_{c}− \frac{1}{2} V_{d}\) dónde\(V_{d}\) está el voltaje de salida diferencial. Las corrientes de salida son\(I_{o1} = \frac{1}{2}I_{c} + I_{d} = I_{d}\) y\(I_{o2} = \frac{1}{2}I_{c} − I_{d} = −I_{d}\). Entonces
   \[\begin{align}\label{eq:24}V_{o1}&=V_{c}+\frac{1}{2}V_{d}=I_{o1}R_{1}=+I_{d}R_{1}\\ \label{eq:25}V_{o2}&=V_{c}-\frac{1}{2}V_{d}=I_{o2}R_{2}=-I_{d}R_{2}\end{align} \]
   combinando estos
   \[\label{eq:26}2V_{c}=I_{d}(R_{1}-R_{2})\quad\text{and so}\quad V_{c}=\frac{1}{2}(1\text{ mA}(60\:\Omega - 100\:\Omega)=40\text{ mV} \]
   El voltaje de modo común en la salida es\(40\text{ mV}\).
2. ¿Cuál es la resistencia a la carga de modo diferencial\(R_{Ld}\)?
   La carga de modo diferencial\(R_{Ld}\) se define en la Figura\(\PageIndex{8}\) (d) de manera que\(R_{Ld} = V_{d}/I_{d}\).
   Tomando la diferencia de Ecuaciones\(\eqref{eq:24}\) y\(\eqref{eq:25}\) y eliminando\(V_{c}\) conduce a
   \[\label{eq:27}V_{d}=I_{d}(R_{1}+R_{2})+\frac{1}{2}I_{c}(R_{1}-R_{2})\quad\text{and}\quad R_{Ld}=\frac{V_{d}}{I_{d}}=(R_{1}+R_{2})=160\:\Omega \]

Figura\(\PageIndex{8}\): Amplificador diferencial terminado: (a) carga asimétrica; (b) representación general de la carga; y (c) definición de voltajes y corrientes para la impedancia de carga de modo diferencial\(R_{Ld}\).

Ejemplo\(\PageIndex{4}\): Differential- and Odd-Mode Loads

Un amplificador diferencial se muestra en la Figura\(\PageIndex{9}\) (a) con carga resistiva. Encuentre las resistencias de carga de modo diferencial e impar si la corriente de modo común es cero.

Solución

El análisis ganglionar produce las ecuaciones del circuito

\[\label{eq:28}I_{1}=\frac{V_{1}}{10}+\frac{V_{1}-V_{2}}{5}\quad\text{and}\quad I_{2}=\frac{V_{2}}{20}+\frac{V_{2}-V_{1}}{5} \]

Eso es

\[\label{eq:29}V_{1}=(50I_{1}+40I_{2})/7\quad\text{and}\quad V_{2}=(40I_{1}+60I_{2})/7 \]

1. ¿Cuál es la resistencia de carga en modo diferencial\(R_{Ld}\)?
   La corriente de modo diferencial, entonces\(I_{d} = \frac{1}{2}(I_{1} − I_{2})\), dado que la corriente de modo común es cero, se establece\(I_{1} = I_{d}\) y\(I_{2} = −I_{d}\) y la ecuación\(\eqref{eq:29}\) se convierte en
   \[\label{eq:30}V_{1}=\frac{10}{7}I_{d}\quad\text{and}\quad V_{2}=-\frac{20}{7}I_{d} \]
   El voltaje de modo diferencial es
   \[\label{eq:31}V_{d}=(V_{1}-V_{2})=\frac{30}{7}I_{d} \]
   Así
   \[\label{eq:32}R_{Ld}=\frac{V_{d}}{I_{d}}=\frac{30}{7}=4.286\:\Omega \]
2. ¿Cuál es la resistencia a la carga en modo impar\(R_{Lo}\)?
   La corriente de modo impar\(I_{o} = \frac{1}{2} (I_{1} − I_{2})\), así se establece\(I_{1} = I_{o}\) y\(I_{2} = −I_{o}\) desde el modo común, y por lo tanto en modo par, la corriente es cero y la ecuación\(\eqref{eq:29}\) se convierte en
   \[\label{eq:33}V_{1}=\frac{10}{7}I_{o}\quad\text{and}\quad V_{2}=\frac{-20}{7}I_{o} \]
   El voltaje de modo impar es
   \[\label{eq:34}V_{o}=\frac{1}{2}(V_{1}-V_{2})=\frac{30}{14}I_{o} \]
   Así
   \[\label{eq:35}R_{Lo}=\frac{V_{o}}{I_{o}}=\frac{30}{14}=2.143\:\Omega \]

Figura\(\PageIndex{9}\): Un amplificador diferencial con resistencias de terminación asimétricas.

3.6.4 Híbridos y Amplificadores Diferenciales

Los RFIC utilizan rutas de señal completamente diferenciales y pseudo-diferenciales. Si la oscilación de la señal no es una preocupación, se prefiere una trayectoria de señal completamente diferencial, particularmente debido a su inmunidad al ruido y su estabilidad de polarización. Los transistores adicionales involucrados en la realización de un circuito diferencial (por ejemplo, la fuente de corriente) reducen la oscilación de voltaje disponible y, por lo tanto, la capacidad de manejo de potencia. La señalización pseudo-diferencial utiliza, en efecto, dos trayectorias paralelas, cada una referida a tierra, pero de polaridad opuesta. La señal en una de las trayectorias paralelas es la imagen especular de la señal en la otra (es decir, la señal no es verdaderamente diferencial, lo que implicaría que era flotante o independiente de tierra). Cada una de las trayectorias paralelas está desequilibrada, pero juntas su señal de RF parece estar equilibrada, o seudobalanceada. Otra consideración es que al trabajar con RFIC es necesario interconectar circuitos microstrip (desequilibrados) con las entradas y salidas de los RFIC. La funcionalidad aquí requiere que las señales se dividan y combinen, y se conviertan entre señales balanceadas y desequilibradas.

En la Figura\(\PageIndex{10}\) (a) se muestra una FDA. Tanto el voltaje de entrada\(V_{i} = V_{+} − V_{−}\), como el voltaje de salida\(V_{o}\), son diferenciales. Las figuras\(\PageIndex{10}\) (b y c) muestran un transformador que se utiliza para convertir la salida diferencial del amplificador en una señal desequilibrada que, por ejemplo, se puede conectar a un circuito microstrip. La salida de muchos RFIC es pseudo-diferencial, ya que esta señalización proporciona grandes oscilaciones de voltaje. Un amplificador pseudo-diferencial se muestra en la Figura\(\PageIndex{10}\) (d), pero antes de tratar con la manipulación de la trayectoria de la señal, primero considere el híbrido por sí mismo.

La Figura\(\PageIndex{11}\) (a) muestra cómo se pueden combinar dos señales seudobalanceadas para producir una única señal balanceada. Esta función\(180^{\circ}\) híbrida es realizada por un transformador de toma central. La señal en la Terminal 2 se hace referencia a tierra, y estos dos terminales son el Puerto 2. El componente de imagen de la señal pseudo-diferencial se aplica al Puerto 3, que comprende el Terminal 3 y tierra. La señal balanceada en el Puerto 1 se puede conectar directamente a una línea de microcinta que, por supuesto, está desequilibrada. La mayoría de las implementaciones de híbridos a frecuencias de microondas tienen puertos que están referenciados a tierra. Esto se enfatiza en la Figura\(\PageIndex{11}\) (b), lo que facilita ver cómo se puede usar un\(180^{\circ}\) híbrido para combinar una señal pseudo-diferencial, como se muestra en la Figura\(\PageIndex{11}\) (c). Esta interfaz pseudo-diferencial a desequilibrada se muestra en la Figura\(\PageIndex{10}\) (e— g) con un amplificador pseudo-diferencial.

Los híbridos se pueden usar en los terminales de entrada y salida de un amplificador pseudo-diferencial RFIC para que una fuente desequilibrada pueda conducir eficientemente el RFIC y luego la salida del RFIC se pueda convertir a un puerto desequilibrado para interactuar con circuitos desequilibrados, como filtros y líneas de transmisión. En el sistema basado en RFIC de la Figura\(\PageIndex{12}\), primero se usa un\(180^{\circ}\) híbrido como divisor y luego en la salida como combinador.

Figura\(\PageIndex{10}\): Configuraciones que proporcionan una salida desequilibrada de un amplificador diferencial: (a) FDA; (b) FDA configurada con un balun; (c) esquema; (d) PDA; (e) PDA configurado con un\(180^{\circ}\) híbrido para proporcionar una salida desequilibrada; (f) esquema; y (g) PDA con una conexión de transformador que produce una salida desequilibrada.

Figura\(\PageIndex{11}\): Representaciones equivalentes de un\(180^{\circ}\) híbrido conectado para proporcionar una interfaz entre un puerto equilibrado pseudo-diferencial y un puerto desequilibrado: (a) un transformador configurado como un\(180^{\circ}\) híbrido con configuración pseudo-desequilibrada a equilibrada; (b) híbrido que muestra dos terminales representación de puertos; y c) esquema de un\(180^{\circ}\) híbrido con el puerto de aislamiento terminado en una carga coincidente.

Figura\(\PageIndex{12}\): Un RFIC con entradas y salidas diferenciales impulsado por un\(180^{\circ}\) híbrido utilizado como divisor y seguido de otro\(180^{\circ}\) híbrido utilizado como combinador.