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4.6: Estudio de caso- Diseño de un amplificador de potencia WiMAX

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  • \( \newcommand{\vecs}[1]{\overset { \scriptstyle \rightharpoonup} {\mathbf{#1}} } \) \( \newcommand{\vecd}[1]{\overset{-\!-\!\rightharpoonup}{\vphantom{a}\smash {#1}}} \)\(\newcommand{\id}{\mathrm{id}}\) \( \newcommand{\Span}{\mathrm{span}}\) \( \newcommand{\kernel}{\mathrm{null}\,}\) \( \newcommand{\range}{\mathrm{range}\,}\) \( \newcommand{\RealPart}{\mathrm{Re}}\) \( \newcommand{\ImaginaryPart}{\mathrm{Im}}\) \( \newcommand{\Argument}{\mathrm{Arg}}\) \( \newcommand{\norm}[1]{\| #1 \|}\) \( \newcommand{\inner}[2]{\langle #1, #2 \rangle}\) \( \newcommand{\Span}{\mathrm{span}}\) \(\newcommand{\id}{\mathrm{id}}\) \( \newcommand{\Span}{\mathrm{span}}\) \( \newcommand{\kernel}{\mathrm{null}\,}\) \( \newcommand{\range}{\mathrm{range}\,}\) \( \newcommand{\RealPart}{\mathrm{Re}}\) \( \newcommand{\ImaginaryPart}{\mathrm{Im}}\) \( \newcommand{\Argument}{\mathrm{Arg}}\) \( \newcommand{\norm}[1]{\| #1 \|}\) \( \newcommand{\inner}[2]{\langle #1, #2 \rangle}\) \( \newcommand{\Span}{\mathrm{span}}\)\(\newcommand{\AA}{\unicode[.8,0]{x212B}}\)

    En esta sección se examina el diseño y simulación de un módulo amplificador de\(10\text{ W}\) potencia utilizando un transistor GaN HEMT, aquí un dispositivo Eudyna EGN010MK. \(^{1}\)Un transistor GaN (nitruro de galio) puede tener un voltaje de fuente de drenaje muy grande y puede producir una potencia de salida sustancial. El esquema del amplificador se muestra en la Figura 4.5.2. El amplificador está dirigido para su uso en un sistema de comunicación de datos WiMAX que opera desde\(3.4\) hasta\(3.8\text{ GHz}\).

    4.6.1 Redes de coincidencia de entrada y salida

    La simulación de equilibrio armónico empleada en el diseño utiliza un modelo de transistor de señal grande suministrado por el fabricante del transistor y, como es habitual, es propietario y no se puede ver en el simulador. A

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    Figura\(\PageIndex{1}\): Características de corriente-voltaje de salida del dispositivo activo en el amplificador WiMAX.

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    Figura\(\PageIndex{2}\): Parámetros de dispersión de señal pequeña del dispositivo activo del amplificador WiMAX.

    el diseñador debe trabajar inicialmente con la característica de corriente-voltaje de salida del transistor, como se muestra en la Figura\(\PageIndex{1}\). El transistor está polarizado con un voltaje puerta-fuente de\(−1.115\text{ V}\), un voltaje drenaje-fuente de\(50\text{ V}\), y una corriente de drenaje de\(100\text{ mA}\). En este punto de polarización los\(50\:\Omega\: S\) parámetros de entrada y salida del transistor son como se muestra en la Figura\(\PageIndex{2}\). El examen\(S_{11}\) de la Figura\(\PageIndex{2}\) (a) indica que la impedancia de entrada del transistor GaN es aproximadamente

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    Figura\(\PageIndex{3}\): Red coincidente de entrada del amplificador WiMAX.

    \(50\:\Omega\)sobre el rango de frecuencia WiMAX de\(3.4–3.8\text{ GHz}\). Como resultado, se requiere muy poca coincidencia de entrada. El modelo de circuito de la red de entrada se muestra en la Figura\(\PageIndex{3}\). La red de entrada se muestra con\(50\:\Omega\) puertos en Puertos\(1\) y\(2\). Estos se utilizan para evaluar los\(S\) parámetros de la red pero se eliminan cuando la red se incorpora en el amplificador completo mostrado

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    Figura\(\PageIndex{4}\): Red de coincidencia de salida del amplificador WiMAX.

    en la Figura 4.5.2.

    El examen del coeficiente de reflexión de salida del transistor indica que puede modelarse aproximadamente por una fuente de corriente en paralelo con una\(33\:\Omega\) resistencia y un\(4.4\text{ pF}\) condensador (una impedancia de\(2.5 −\jmath 11\:\Omega\) at\(3.6\text{ GHz}\)) y por lo tanto se requiere la coincidencia de salida para la transición a\(50\:\Omega\). El modelo de circuito de la red de salida se muestra en la Figura\(\PageIndex{4}\). El componente principal de la red de coincidencia de salida es una longitud de onda aproximada de un cuarto

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    Figura\(\PageIndex{5}\): Amplificador WiMAX operando de\(3.4\) a\(3.8\text{ GHz}\).

    transformador de impedancia implementado por las líneas de transmisión microstrip (MLIN) TL1 y TL2. Esta es la base del diseño de la red de salida y otros componentes completan la red.

    El módulo amplificador de potencia completo se muestra en la Figura\(\PageIndex{5}\). Una consideración importante en el ensamblaje mecánico es la gestión del calor producido por el dispositivo activo. El semiconductor está unido por valencia por la fundición del transistor a una placa metálica que se asegura al soporte metálico mediante tornillos de montaje y pasta térmica entre el soporte metálico y el respaldo metálico del transistor. El portador de metal se monta típicamente en un disipador de calor.

    Las redes de entrada y salida están en sustratos separados, ya que esto permite que el transistor se monte directamente en el portador metálico. El sustrato de entrada soporta un circuito de microcinta con una entrada de\(50\:\Omega\) RF conectada a través de un condensador de bloqueo de CC a una línea de microcinta que acciona la puerta. Cerca del transistor, la línea de microcinta de puerta está conectada a través de una\(500\:\Omega\) resistencia a una red de polarización de CC. La\(500\:\Omega\) resistencia proporciona parte del aislamiento de RF entre la línea de puerta y la red de polarización de puerta. La corriente de puerta extraída por el transistor es\(11\:\mu\text{A}\) para que haya una caída de voltaje de\(0.06\text{ V}\) CC a través de la\(500\:\Omega\) resistencia. Desde la resistencia de\(500\:\Omega\) aislamiento, una línea de meandro de microbanda de alta impedancia (es decir, estrecha) continúa hasta una secuencia de condensadores de cortocircuito de RF de capacitancia creciente que van desde el\(5.6\text{ pF}\) lado de la línea de meandro hasta la almohadilla de polarización de la puerta desde la cual los hilos conductores conducen a una fuente externa.\(1\:\mu\text{F}\) Esta disposición minimiza el impacto de las crecientes inductancias parásitas en serie de los condensadores a medida que aumentan sus valores de capacitancia. Juntos, la\(500\:\Omega\) resistencia y la línea de alta impedancia proporcionan un aislamiento significativo de RF de la red de polarización externa. Tenga en cuenta que

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    Figura\(\PageIndex{6}\): Amplificador WiMAX potencia de salida simulada\(P_{\text{OUT}}\),, y ganancia en\(3.5\text{ GHz}\).

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    Figura\(\PageIndex{7}\): Amplificador WiMAX potencia de salida simulada, ganancia, y eficiencia de drenaje a\(3.4,\: 3.5,\: 3.6,\: 3.7,\) y\(3.8\text{ GHz}\).

    las áreas de la red de entrada sin elementos de microcinta son planos conectados a tierra. Estos son cortocircuitados regularmente por vías al respaldo metálico del sustrato de microcinta, que a su vez está conectado al soporte metálico. Esta disposición suprime los modos de sustrato.

    La red de salida está dispuesta de manera similar, pero ahora se omite la resistencia de polarización, ya que la caída de voltaje a través de ella sería demasiado grande ya que la corriente de polarización de drenaje de CC es\(100\text{ mA}\). La impedancia de salida del dispositivo activo de dos puertos es muy baja, por lo que la primera línea de microcinta es ancha y por lo tanto tiene baja impedancia característica. Ahora el aislamiento de RF de la red de polarización de drenaje es proporcionado por la línea de meandro de alta impedancia y hay un contraste de alta impedancia con la línea de drenaje de baja impedancia.

    El rendimiento no lineal del amplificador se caracteriza mediante pruebas de un tono y dos tonos. Los resultados de la prueba de un tono se muestran en la Figura\(\PageIndex{6}\), donde la potencia de entrada de un solo tono de entrada, una onda senoidal, at\(3.5\text{ GHz}\) se barre de\(3\text{ dBm}\) a\(33\text{ dBm}\). La potencia de salida al principio aumenta linealmente pero luego comienza a saturarse y la ganancia del dispositivo disminuye. La ganancia de señal pequeña es\(13.3\text{ dB}\) y la potencia de salida en la compresión de\(1\text{ dB}\) ganancia es\(28.2\text{ dBm}\) mientras que la ganancia del amplificador es\(12.3\text{ dB}\). Si bien la ganancia y la potencia de salida varían ligeramente en el rango de frecuencia WiMAX de\(3.4\) a\(3.8\text{ GHz}\) (ver Figura\(\PageIndex{7}\)), la eficiencia de drenaje es más sensible.

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    Figura\(\PageIndex{8}\): Caracterización simulada de carga y tracción de salida del amplificador WiMAX: (a) puntos de carga y tracción utilizados; y (b)\(0.1\text{ dB}\) contornos de carga y tracción del amplificador al\(3.5\text{ GHz}\) mostrar el lugar del coeficiente de reflexión mirando desde el transistor a la red de coincidencia de salida como contornos de potencia de salida constante. La familia de contornos comienza con el punto de máxima potencia de salida,\(P_{\text{OUT, MAX}} = 42.6\text{ dBm}\). La potencia de salida para el primer contorno circundante\(P_{\text{OUT, MAX}}\) es\(42.5\text{ dBm}\) y las potencias de los contornos luego se reducen en\(0.5\text{ dB}\) pasos. También se muestra el diseño\(S_{11}\) de red de coincidencia de salida final de\(3.4\) a\(3.8\text{ GHz}\). La 'Salida\(S_{11}\)' es el coeficiente de reflexión de\(3.4\) a\(3.8\text{ GHz}\) de la red de coincidencia de salida que mira desde el dispositivo activo indicando que la potencia de salida simulada está entre\(42.4\text{ dB}\) y\(42.5\text{ dB}\) (aproximadamente). (Una determinación completa requeriría contornos de carga y tracción a varias frecuencias).

    4.6.2 Carga-Pull

    El diseño óptimo de un amplificador de potencia requiere una caracterización de carga y tracción en la que, a menudo, la red de coincidencia de entrada ya está diseñada, y en la simulación se usa un elemento especial de carga y tracción para la red de coincidencia de salida. Este elemento puede presentar una gama de transformaciones coincidentes entre la salida del dispositivo activo y la carga de salida. Se especifica una matriz de transformaciones en términos de coeficientes de reflexión como el que se muestra en la Figura\(\PageIndex{8}\) (a). En cada uno de los puntos, se calcula la potencia de salida\(P_{\text{OUT}}\),, y se interpolan los contornos de potencia de salida constante a partir de estos datos, produciendo los contornos de carga-tracción mostrados en la Figura\(\PageIndex{8}\) (b). El locus de frecuencia (de\(3.4\) a\(3.8\text{ GHz}\))\(S_{11}\) de la red de coincidencia de salida (mirando desde el dispositivo activo) también se muestra en la Figura\(\PageIndex{8}\) (b). La elección de diseño hecha para la red de coincidencia de salida es que sea tangencial a uno de los contornos de carga y tracción para que la potencia de salida sea constante a través de la banda de frecuencia.\(S_{11}\) Entonces, en lugar de diseñar para una transferencia de potencia máxima, que prácticamente solo se podría lograr en una frecuencia, la elección de diseño es lograr una ganancia plana a través de la banda. Otras cantidades también se pueden trazar en la prueba de carga y tracción. Estos incluyen la eficiencia, el nivel de armónicos y los términos de distorsión.

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    Figura\(\PageIndex{9}\): Espectro de salida simulado con una señal de entrada de dos tonos que comprende tonos en\(3.500\text{ GHz}\) y\(3.501\text{ GHz}\) cada ser\(23\text{ dBm}\).

    4.6.3 Caracterización de dos tonos

    La segunda prueba utilizada para cuantificar el rendimiento no lineal de un amplificador de potencia es la prueba de dos tonos en la que se aplican dos tonos estrechamente espaciados de igual potencia en la entrada del amplificador. El espectro de salida se calcula y tabula para un rango de potencias de entrada. El espectro de salida bajo una condición se muestra en la Figura\(\PageIndex{9}\). El espectro de salida consiste en versiones amplificadas de los dos tonos de entrada en\(f_{1} = 3.500\text{ GHz}\) y así\(f_{2} = 3.501\text{ GHz}\) como productos de intermodulación separados por múltiplos del espaciado de tonos de entrada. Los tonos en\(f_{3} = 3.499\text{ GHz}\) y\(f_{4} = 3.502\text{ GHz}\) se llaman componentes de intermodulación de tercer orden, abreviados como IM3, donde\(f_{3} = 2f_{1} − f_{2}\) y\(f_{4} = 2f_{2} − f_{1}\). Más específicamente, el tono at\(f_{3}\) se llama el tono IM3 inferior (IM3\(_{\text{L}}\)) y el tono at\(f_{4}\) se llama el tono IM3 superior (IM3\(_{\text{U}}\)). Los siguientes tonos espaciados un intervalo adicional, los\(f_{6}\) tonos\(f_{5}\) y, se llaman los tonos de distorsión de intermodulación de quinto orden, los tonos IM5. Sólo uno de los tonos IM7,\(f_{7}\), tiene suficiente amplitud para ser visto en la escala en la figura. Las amplitudes de los tonos de salida no son simétricas alrededor\(f_{1}\)\(f_{2}\) y este efecto se atribuye a la impedancia del circuito de banda base, ya que parte de la potencia de la señal de entrada se convierte a banda base antes de volver a convertirse [39, 40, 41, 42, 43]. La modulación térmica de las características del transistor, especialmente la movilidad, debido a variaciones de temperatura a o más bajas que la velocidad a la que varía la envolvente, también puede producir este efecto. Minimizar las variaciones de temperatura es una razón adicional para muy buen hundimiento de calor de los dispositivos de alimentación.

    En\(\PageIndex{10}\) la Figura, la potencia de salida tanto en el fundamental como en el IM3\(_{\text{U}}\) se grafica frente a la potencia de entrada en una prueba de dos tonos. La potencia de salida en la fundamental aumenta linealmente con la potencia de entrada hasta alcanzar la saturación. La\(_{\text{U}}\) señal IM3 aumenta inicialmente con la tercera potencia del nivel de señal de entrada, lo que corresponde al modelo del dispositivo activo alrededor del punto de polarización a niveles de señal bajos siendo una serie de potencia cúbica. A medida que aumenta la potencia, las no linealidades de orden alto se vuelven significativas y el comportamiento de IM3 es menos predecible.

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    Figura\(\PageIndex{10}\): Respuesta a una señal de entrada de dos tonos: potencia de salida en el fundamental y en IM3\(_{\text{U}}\) versus potencia de entrada. Los dos tonos de entrada están en\(3.500\text{ GHz}\)\(3.501\text{ GHz}\) y y el fundamental trazado está en\(3.501\text{ GHz}\).

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    Figura\(\PageIndex{11}\): Concepto de linealizador de predistorsión.

    4.6.4 Resumen

    El diseño de amplificadores de potencia considera tonos discretos y en particular utiliza dos tonos para caracterizar la distorsión. Se requieren tonos discretos en la simulación y la caracterización de dos tonos es conveniente en un laboratorio. Por supuesto, las señales moduladas digitalmente no son tonos discretos, pero los diseñadores han encontrado que las respuestas no lineales a un tono y a dos tonos son buenos indicios del comportamiento con señales moduladas digitalmente que no son convenientes para usar en simulación [6, 44].

    Notas al pie

    [1] Entorno declipboard_e79fb3754981591487cae90fb537dd305.png diseño Archivo de proyecto: WiMAX amp.emp.


    4.6: Estudio de caso- Diseño de un amplificador de potencia WiMAX is shared under a not declared license and was authored, remixed, and/or curated by LibreTexts.