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4.8: Arquitecturas Avanzadas de Amplificadores de Potencia

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    86155
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    Un desafío central del diseño de amplificadores de potencia es el intercambio de eficiencia de energía y distorsión. Hasta ahora la discusión se ha centrado en el diseño eficiente de amplificadores de transistor único. En esta sección se describen varias arquitecturas que permiten que el trade-off de eficiencia-distorsión llegue a un nivel superior. Las tres arquitecturas discutidas son el amplificador Doherty, el amplificador de seguimiento de envolvente, el amplificador LITMUS y el amplificador LINC.

    4.8.1 Amplificador Doherty

    Un amplificador Doherty mejora la linealidad y logra una alta eficiencia mediante el uso de dos amplificadores, uno llamado amplificador portador y el otro un amplificador de pico [45, 46, 51, 52, 53, 54, 55]. La configuración básica del amplificador Doherty se muestra en la Figura\(\PageIndex{1}\) (a). Aquí la señal de entrada se divide y la mitad se aplica al amplificador portador, típicamente un amplificador Clase AB de baja distorsión, que amplifica señales pequeñas. Sin embargo, a medida que aumenta la señal de entrada este amplificador se vuelve no lineal y se satura, como se ve en la Figura\(\PageIndex{1}\) (b). El otro amplificador suele ser un amplificador de Clase C y no amplifica señales pequeñas, pero a medida que la entrada se hace más grande, el amplificador se enciende. El amplificador Doherty tiene alta linealidad, ya que a altas potencias de entrada la característica de encendido del amplificador de pico complementa la saturación del amplificador portador. La operación esencial es que la señal de entrada se divida y la mitad se desplaza por\(90^{\circ}\). En la salida, este desplazamiento de fase se corresponde con la longitud\(90^{\circ}\) eléctrica de la línea de transmisión en la salida del amplificador portador. Esta línea de transmisión enruta de manera eficiente la salida del amplificador de portadora a la carga, ya sea que el amplificador de pico esté encendido o no. Cuando no está encendido, el amplificador de pico presenta un circuito abierto, pero cuando está encendido, presenta una impedancia Thevenin\(Z_{0}\). Entonces, la potencia de salida de los amplificadores portador y pico se combinan de manera eficiente.

    Un diseño de circuito más completo de un amplificador HBT Doherty se muestra en la Figura\(\PageIndex{2}\). El\(90^{\circ}\) híbrido en la entrada divide las señales e introduce el desplazamiento de fase requerido. Los voltajes de polarización de base de los transistores HBT (es decir,\(V_{bc}\) y\(V_{bp}\)) se ajustan para que el amplificador de portadora amplifique señales pequeñas, pero el amplificador de pico tendrá una característica similar a la Clase C y solo se encenderá para señales grandes.

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    Figura\(\PageIndex{1}\): Amplificador Doherty.

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    Figura\(\PageIndex{2}\): Amplificador HBT Doherty con un\(90^{\circ}\) híbrido entre\(P_{\text{in}}\) y la entrada de los transistores. Todas las líneas son\(\lambda /4\) (es decir\(90^{\circ}\)) largas.

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    Figura\(\PageIndex{3}\): Transmisor Khan usando eliminación y restauración de envolventes.

    4.8.2 Amplificador de seguimiento de envolvente

    El concepto del amplificador de seguimiento envolvente se introdujo con el transmisor Khan [56, 57, 58, 59]. Esta técnica también se denomina técnica de eliminación y restauración de envolturas (EER). El concepto de amplificador original [56], pero actualizado para usar capacidades DSP modernas, se muestra en la Figura\(\PageIndex{3}\). El DSP opera en banda base y produce la señal modulada digitalmente a transmitir. El DSP produce por separado una señal de envolvente de amplitud variable y una señal de banda base modulada en fase de envolvente constante. Estos se amplifican por separado. Esto contrasta con el enfoque habitual de producir una señal de banda base, o incluso una señal de RF de baja potencia, que tiene la modulación completa con variaciones de fase y amplitud. La señal modulada en fase es amplificada por un controlador antes de que sea introducida en un amplificador de potencia eficiente que siempre opera en un modo altamente lineal ya que la fuente de CC al PA se ajusta para que coincida con la envolvente de la señal final. Por lo tanto, el PA siempre está operando a máxima eficiencia. Estos amplificadores tienen una linealidad excelente en un amplio rango de frecuencias.

    4.8.3 Amplificador LINC

    El amplificador de amplificación lineal con componente no lineal (LINC) separa una señal modulada digitalmente en dos componentes de envolvente constante [18, 60, 61, 62]. Este amplificador también se conoce como amplificador de salida de fase. Cada uno de los componentes es amplificado eficientemente por amplificadores individuales y luego recombinado. El concepto de amplificador se muestra en la Figura\(\PageIndex{4}\).

    El amplificador LINC funciona de la siguiente manera. La señal de entrada RF modulada digitalmente se puede expresar como

    \[\label{eq:1}s(t)=a(t)\cos[\omega t +\theta (t)] \]

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    Figura\(\PageIndex{4}\): Amplificador LINC.

    En forma exponencial compleja esto se convierte

    \[\label{eq:2}s(t)=a(t)\text{e}^{\jmath\theta (t)} \]

    donde\(a(t)\) describe la modulación de amplitud de la señal y\(\theta (t)\) describe la modulación de fase de la señal. Esta señal es dividida por el separador de componentes de señal para crear dos componentes,\(S_{1}′(t)\) y\(S_{2}′(t)\), con las mismas amplitudes constantes y con modulación de fase complementaria variable en el tiempo:

    \[\begin{align}\label{eq:3}S_{1}(t)&=\frac{1}{2}[s(t)-e(t)]_{\text{I}}=\frac{1}{2}V_{m}\cos[\omega t+\theta (t)-\psi (t)] \\ \label{eq:4}S_{2}(t)&=\frac{1}{2}[s(t)+e(t)]_{\text{I}}=\frac{1}{2}V_{m}\cos[\omega t+\theta (t)+\psi (t)]\end{align} \]

    donde\(\psi (t) = \cos^{−1} [a(t)/V_{m}]\), el subíndice\(\text{I}\) denota el componente en fase y\(\frac{1}{2}V_{m}\) es la magnitud de la señal de voltaje aplicada a cada uno de los PA. El\(e(t)\) término se llama la señal de cuadratura y

    \[\label{eq:5}e(t)=\jmath s(t)\sqrt{\frac{V_{m}^{2}}{a^{2}(t)}-1} \]

    \(S_{1}(t)\)y\(S_{2}(t)\) se amplifican eficientemente por separado para producir las señales amplificadas\(S_{1}′(t)\)\(S_{2}′(t)\) y y éstas se combinan en la salida por un\(180^{\circ}\) híbrido. Con el tiempo, las amplitudes de\(S_{1}′(t)\) y\(S_{2}′(t)\) varían, pero solo cuando cambia la potencia promedio de la señal de RF. Sin embargo, en un paquete de datos sus amplitudes permanecen iguales.

    Idealmente\(S_{1}′(t)\) y\(S_{2}′(t)\) son versiones linealmente escaladas de\(S_{1}(t)\) y\(S_{2}(t)\) para que

    \[\label{eq:6}S_{1}'(t)=kS_{1}(t)\quad\text{and}\quad S_{2}'(t)=kS_{2}(t) \]

    y\(k\) puede ser complejo. La salida del combinador es

    \[\label{eq:7}S(t)=S_{1}'(t)+S_{2}'(t)=\frac{1}{\sqrt{2}}ka(t)\cos[\omega t+\theta (t)+\phi ] \]

    donde\(k\) está la ganancia de cada PA,\(\phi\) es el desplazamiento de fase introducido en la trayectoria del amplificador, y el factor de\(\frac{1}{\sqrt{2}}\) es introducido por el combinador. Así\(S(t)\) es una versión linealmente amplificada de\(s(t)\).

    El amplificador LINC se basa en que los dos PA estén bien equilibrados y esto debe mantenerse para una amplia gama de condiciones y esto a veces puede ser difícil de lograr.

    4.8.4 Amplificador LITMUS

    La amplificación lineal por el amplificador de espectro multiplexado en el tiempo (LITMUS) [63, 64], que se muestra en la Figura\(\PageIndex{5}\), utiliza la capacidad de un filtro de paso de banda para

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    Figura\(\PageIndex{5}\): Amplificador LITMUS. Cada pulso de la señal de entrada,\(v_{i}\), tiene muchas sinusoides. Para cada pulso las sinusoides tienen diferente frecuencia, amplitud y fase relativa.

    combinar señales de diferentes frecuencias espaciadas en el tiempo. Esto es resultado del comportamiento tiempo-frecuencia de los filtros, que se discute en la Sección 2.18 de [2].

    La forma más común de reducir la distorsión de un amplificador es estableciendo la potencia de salida promedio de una señal modulada a un nivel que está por debajo del nivel de compresión de\(1\text{ dB}\) ganancia por PMEPR. Esto se llama retroceder. Entonces, mientras que un amplificador, como un amplificador de conmutación o un amplificador de Clase C podría tener una\(100\%\) eficiencia cercana para una señal con una envolvente constante, el retroceso requerido para señales moduladas con envolventes no constantes reduce significativamente la eficiencia alcanzable.

    Una señal modulada digitalmente en un intervalo de tiempo\(\Delta t\) (coincidiendo con uno o varios intervalos de símbolos) se puede descomponer en una suma de sinusoides que difieren en amplitud, frecuencia y fase relativa [65]. (Generalizando esto, la señal podría representarse como una suma de señales de envolvente constantes). Ahora cada sinusoide puede ser representada por un pulso CW de duración\(\Delta\tau ≪ \Delta t\) para que cada pulso contenga\(\Delta\tau /T\) ciclos de su constituyente sinusoidal, donde\(T\) está el periodo de la onda senoidal. Estos pulsos se pueden separar en el tiempo, como se muestra para la señal de entrada,\(v_{i}\), en la Figura\(\PageIndex{5}\). Este tren de impulsos CW de entrada, generado en la unidad DSP, se aplica luego a la entrada del amplificador no lineal altamente eficiente, que produce pulsos CW en la salida del amplificador no lineal. Los pulsos CW de salida se combinan entonces en el filtro de paso de banda. El filtro pasabanda extiende los pulsos en el tiempo y reconstituye la señal original, pero ahora amplificada, modulada digitalmente. Durante el tiempo\(\Delta\tau\) de cada pulso de entrada, el amplificador no lineal está amplificando una señal de envolvente constante para que el amplificador pueda operar en modo de alta eficiencia y la saturación del circuito no lineal no es motivo de preocupación. Además, dado que los componentes de frecuencia individuales están separados en el tiempo en la parte no lineal del circuito, no puede haber distorsión de intermodulación.

    Teóricamente, un amplificador LITMUS suprime completamente la distorsión de intermodulación, pero la supresión lograda está limitada por el ancho de banda del tren de pulsos y también limitada por los efectos reactivos y de memoria en el amplificador no lineal, especialmente los efectos de banda base (incluidos los efectos térmicos),

    El espectro de salida después de la amplificación de una señal descompuesta en cuatro tonos se muestra en la Figura\(\PageIndex{6}\) (a). La curva (i) es el espectro de la salida de un amplificador convencional y Curva (ii) es la salida de un amplificador LITMUS. Ambos amplificadores producen la misma potencia de RF promedio en la salida. La potencia de salida de cada uno de los cuatro tonos es\(0\text{ dBm}\). En la Figura\(\PageIndex{6}\) (a) se observan seis tonos de intermodulación, tres por debajo de los cuatro tonos fundamentales y tres arriba. Estos tonos de intermodulación son tonos IM3, ya que sus frecuencias pueden calcularse numéricamente como el doble de la frecuencia de uno de los tonos fundamentales menos la frecuencia de uno de los otros tonos. Para

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    Figura\(\PageIndex{6}\): Espectros medidos a la salida del amplificador LITMUS para un número diferente de tonos de entrada. La curva (i) en ambas figuras es el espectro de la salida de un amplificador convencional con una señal de entrada multitono. La curva (ii) es el espectro de la salida de un amplificador LITMUS después del filtro de paso de banda. El pico visto en\(835\text{ MHz}\) es un artefacto del generador de forma de onda arbitraria utilizado para producir la señal. Después [64].

    el amplificador convencional, el tono de intermodulación más grande tiene una potencia de salida de\(−43.8\text{ dBm}\). Para el amplificador LITMUS el tono de intermodulación más grande tiene una potencia de\(−58.1\text{ dBm}\). La distorsión de intermodulación se reduce en\(14.3\text{ dB}\).

    La amplificación de una señal descompuesta en\(20\) tonos se muestra en la Figura\(\PageIndex{6}\) (b). Nuevamente la Curva (i) es el espectro de la salida de un amplificador convencional y Curve (ii) es la salida de un amplificador LITMUS para la misma potencia de salida. Ahora el rebrote espectral se reduce en\(13.9\text{ dB}\).

    4.8.5 Resumen

    Hay muchas variaciones en las arquitecturas avanzadas de amplificadores de potencia discutidas en esta sección. Estos conceptos arquitectónicos se pueden combinar entre sí y también se pueden combinar con conceptos de amplificador de conmutación. Por lo que el número de diferentes combinaciones conceptuales de amplificadores de potencia es enorme y se han escrito muchos artículos sobre ellos. Algunas topologías de amplificadores requieren DSP de alto rendimiento y transistores de alto rendimiento, mientras que otras requieren una amplia sintonización manual de cada amplificador. Estos afectan el costo de cada amplificador. Además, el costo de diseño de algunos amplificadores puede ser alto y requerir a los diseñadores más experimentados. Estos factores se consideran al elegir la mejor arquitectura de amplificador para una aplicación particular.


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