5.6: Estudio de caso- Diseño de un VCO de Banda C

En esta sección se presenta el diseño de un VCO de microondas de alto rendimiento que opera desde\(4.5\) hasta\(5.3\text{ GHz}\) reportado en [19]. El objetivo del diseño es la generación de una conductancia negativa independiente de la frecuencia\(G_{d}(A)\), con una forma de coeficiente de reflexión prescrito\(\Gamma_{d}\), utilizando un dispositivo activo de tres terminales en una configuración de base común con retroalimentación inductiva en serie. El esquema del oscilador se muestra en la Figura\(\PageIndex{1}\) (a). Este es un oscilador de base común en el que el inductor de\(2.2\text{ nH}\) base\(L_{3}\) proporciona retroalimentación negativa entre la entrada y salida del transistor y el resonador presenta una inductancia a la frecuencia de oscilación. Entonces este circuito es un oscilador Colpitts de base común; la equivalencia se ilustra en la Figura\(\PageIndex{2}\).

5.6.1 Filosofía del Diseño y Topología

Haciendo referencia a la Figura\(\PageIndex{1}\) (a), el oscilador se divide en una red activa a la derecha de la línea\(\mathsf{x-x}\) y una red resonadora a la izquierda de la línea divisoria. La conductancia negativa presentada al resonador se debe principalmente a la retroalimentación proporcionada por el inductor base\(L_{3}\). El estrangulador y los elementos asociados proporcionan polarización de CC al transistor.\(L_{\text{CHOKE}} = 8.2\text{ nH}\) El estrangulador tiene una magnitud de impedancia de\(258\:\Omega\) at\(5\text{ GHz}\) y es efectivamente un circuito abierto de RF. La salida del oscilador se toma del colector del transistor a través de un\(2.2\text{ pF}\) condensador que acciona una\(50\:\Omega\) carga,\(Z_{L}\). El emisor está conectado a la red de resonadores a través de la\(47.5\:\Omega\) resistencia paralela y el\(10\text{ pF}\) condensador. Los\(10\text{ pF}\) capacitores tienen una impedancia

Figura\(\PageIndex{1}\): Oscilador SiGe BJT de\(5\text{ GHz}\) base común: (a) oscilador que muestra la interfaz (x-x) entre la red resonadora (también llamada circuito tanque) y el dispositivo; (b) red activa; y (c) red resonadora. El elemento etiquetado TL\(_{1}\) es una línea de microcinta de baja impedancia. Capacita\(C_{a}\) y\(C_{b}\) compensa la retroalimentación dependiente de la frecuencia proporcionada por la inductancia base. El inductor de choque,\(L_{\text{CHOKE}} = 8.2\text{ nH}\), presenta un circuito abierto de RF y es parte del circuito de polarización. \(V_{CC} = 30\text{ V}\)y\(I_{CC} = 30\text{ mA}\). Cada diodo varactor\((D_{1}–D_{4})\) es el modelo JDS2S71E. El transistor es un modelo Si BJT NE894M13, que está diseñado para aplicaciones de oscilador anteriores\(3\text{ GHz}\).

magnitud de\(3\:\Omega\) a\(5\text{ GHz}\) y son efectivamente cortocircuitos de RF.

El inductor base,\(L_{3}\), proporciona retroalimentación que da como resultado una conductancia negativa desde el emisor a tierra. Dado que la retroalimentación depende de la frecuencia, esta conductancia negativa inducida también depende de la frecuencia.

Figura\(\PageIndex{2}\): Transformación del oscilador de la Figura\(\PageIndex{1}\) en la forma de un oscilador de retroalimentación Colpitts estándar: (a) primera etapa de transformación combinando las redes activas y resonadoras equivalentes en la Figura\(\PageIndex{1}\); (b) combinación\(L_{1}\) y\(C_{x}\) (debido a\(C_{a}\) y parasitarios) para obtener una capacitancia equivalente\(C_{1}\); y c) forma de retroalimentación final (compárese con los circuitos de las Figuras 5.2.2 (a) y 5.2.3 (b)).

Sin embargo, la carga reactiva por\(C_{a}\) y\(C_{b}\) modifica la conductancia efectiva del dispositivo para que se vuelva independiente de la frecuencia. El diseño de\(C_{a}\) y\(C_{b}\) será considerado en profundidad más adelante. Los condensadores\(C_{a}\) y\(C_{b}\) son clave para presentar una admitancia a la red de resonadores que tenga las características requeridas para una oscilación estable.

La red resonadora, a la izquierda de (\(\mathsf{x-x}\)) en la Figura\(\PageIndex{1}\) (a), consiste en una línea de transmisión TL\(_{1}\) que está acoplada a una capacitancia variable proporcionada por la pila de cuatro varactores. Un solo varactor proporcionaría una capacitancia sintonizable por voltaje, pero la pila de cuatro varactores permite una oscilación de voltaje de RF cuatro veces mayor [20]. Los\(8.2\text{ nH}\) inductores\(3.6\text{ nH}\) y proporcionan cortocircuitos de CC mientras presentan circuitos abiertos de RF. La línea de transmisión roscada, refiriéndose a que la conexión entre las redes activa y resonadora no está en la parte superior de la línea de transmisión, mejora la carga\(Q\) de la red resonadora. La red resonante es resonante a una frecuencia por debajo de la frecuencia de oscilación, siendo la línea de transmisión inductiva a la frecuencia de oscilación. Entonces a la frecuencia de oscilación la red resonadora presenta una inductancia con la pendiente de admitancia requerida con respecto a la frecuencia\(^{1}\). El diseño de la pila de varactores se discute más a fondo en la Sección 5.3 de [21].

El diseño y la placa de circuito microstrip poblada se muestran en la Figura\(\PageIndex{3}\) (a y b). La red resonadora se muestra en la Figura\(\PageIndex{4}\) (a) y la red activa se muestra en la Figura\(\PageIndex{4}\) (b). Tenga en cuenta las muchas vías al plano de tierra de respaldo. Esto es típico de los diseños de microondas, ya que las vías eliminan los modos de sustrato y las grandes regiones a tierra minimizan el acoplamiento parásito. El resonador ancho de microbanda, TL\(_{1}\), se ve en la Figura\(\PageIndex{4}\) (a) y hay una barra de cortocircuito (disponible en forma de chip como\(0\:\Omega\) resistencia) a través de él a una tira de tierra. La barra se puede reposicionar y utilizar para sintonizar la red de resonadores. Si bien esto es necesario durante la optimización manual del diseño del oscilador, se conserva en el diseño final (como es habitual). La barra de cortocircuito reduce efectivamente la longitud de TL\(_{1}\). A la salida del oscilador (ver Figura\(\PageIndex{4}\) (b)) hay un atenuador Pi (con\(294\:\Omega\) resistencias en las patas de derivación y una resistencia en\(17.4\:\Omega\) serie) entre\(V_{\text{out}}\) y el filtro de\(50\:\Omega\) paso de banda. El filtro bloquea armónicos de la salida final del circuito. La impedancia vista desde el\(V_{\text{out}}\) terminal mirando hacia el filtro es\(50\:\Omega\).

Figura\(\PageIndex{3}\): Circuito VCO de banda C: (a) disposición que muestra metalización y vías a planos de tierra (en amarillo); y (b) placa de circuito poblada con la red resonadora a la izquierda de la línea de corte (\(\mathsf{x-x}\)) separada del circuito activo a la derecha.

Figura\(\PageIndex{4}\): Circuito VCO de banda C: (a) red resonadora anotada; y (b) red activa anotada. El atenuador Pi (con\(294\:\Omega\) resistencias en las patas de derivación y una resistencia en\(17.4\:\Omega\) serie) está entre\(V_{\text{out}}\) y el filtro de\(50\:\Omega\) paso de banda.

Figura\(\PageIndex{5}\): La resistencia,\(R_{P}\), de un resonador paralelo (o sintonizado en derivación) requerida para satisfacer la condición de oscilación para (a)\(|\Gamma_{d}| = 1.4\), (b)\(|\Gamma_{d}| = 2\) y (c)\(|\Gamma_{d}| = 4\) frente a la magnitud del ángulo del coeficiente de reflexión del dispositivo. La curva (d) es el dispositivo activo\(Q = Q_{d} = |B_{d}/G_{d}|\) para\(|\Gamma_{d}| = 2\).

5.6.2 Estrategia de diseño

Los\(S\) parámetros de señal pequeña son generalmente buenos indicadores del funcionamiento del oscilador, particularmente para la frecuencia de oscilación [22]. Sin embargo, no proporcionan información suficiente para determinar si ocurrirá una oscilación estable. La estrategia de diseño aquí es utilizar simulaciones y mediciones del resonador individual y redes activas para seleccionar las modificaciones requeridas, particularmente la selección\(C_{a}\)\(C_{b}\) y la posición de la barra de cortocircuito. Se necesitan mediciones ya que las características son muy sensibles al acoplamiento de parásitos, principalmente entre los lados de los elementos agrupados, los cuales no pueden ser capturados en simulación.

5.6.3 Consideraciones sobre el arranque del oscilador

Otra consideración en el diseño del oscilador es que se deben proporcionar las condiciones adecuadas para el arranque de la oscilación, que inicialmente comienza con la amplificación del ruido. En pocas palabras, la condición para el arranque del oscilador de un oscilador sintonizado en derivación es la de señales pequeñas (pequeñas\(A\))\(|G_{d}(A, \omega )| > G_{r}(\omega )\). Es decir, para señales pequeñas, la red activa debe presentar una conductancia negativa que sea mayor en magnitud que la conductancia positiva de la red resonadora. Ya que\(B_{d}(\omega)\approx −B_{r}(\omega )\), la condición para el arranque de la oscilación también se puede expresar en términos de las\(Q\) s de las redes activas y resonadoras. Es decir, para el arranque de oscilaciones,\(Q_{r} > Q_{d}\) para pequeñas señales donde está la\(Q\) de la red activa\(Q_{d} = |B_{d}/G_{d}|\) y la\(Q\) de la red resonadora está\(Q_{r} = |B_{r}/G_{r}|\). Ya que\(G_{d}\) es negativo\(|\Gamma_{d}| > 1\), sin embargo, no es suficiente simplemente tener un gran valor de\(|\Gamma_{d}|\).

Hay un rango angular específico\(\Gamma_{d}\) que proporciona la condición adecuada para el arranque del oscilador. Ahora\(1/\Gamma_{d}\approx\Gamma_{r}\) en estado estacionario oscilación y así diseñar para un particular\(\Gamma_{d}\) también determina\(\Gamma_{r}\). Se encuentra que el ángulo de\(\Gamma_{d}\),\(\angle\Gamma_{d}\), debe restringirse para que se acomoden las pérdidas en la red de resonadores. El rango apropiado se selecciona usando la Figura\(\PageIndex{5}\), que traza la resistencia paralela mínima requerida\(R_{p} (= 1/G_{r})\),, de la red resonadora en función de\(|\angle \Gamma_{d}|\) para varios valores de\(|\Gamma_{d}|\). Si\(|\angle\Gamma_{d}|\) es menor que\(50^{\circ}\), entonces la red resonadora necesitaría tener un mayor\(Q\),\(Q_{r}\), para satisfacer el requisito de arranque del oscilador. Ahora bien, si se requiere un amplio rango de afinación del VCO, entonces se\(\angle\Gamma_{d}\) debe considerar un amplio rango de. Un rango razonable derivado de la Figura\(\PageIndex{5}\) es que\(\angle\Gamma_{d}\) entre\(30^{\circ}\) y\(70^{\circ}\) debe ser soportado. Así, en el caso de un oscilador sintonizado en derivación, el diseño de la interfaz del resonador y las redes activas es un proceso metódico para proporcionar una admitancia adecuada para permitir el arranque del oscilador sobre el ancho de banda de sintonización del VCO.

Lo que significa lo anterior es que si la red activa está diseñada para presentar una conductancia negativa y poca susceptancia (de modo que\(\angle\Gamma_{d}\approx 180^{\circ}\)) a la red resonadora, entonces la resistencia paralela equivalente,\(R_{p}\), de la red resonadora necesita ser muy alta para asegurar la puesta en marcha. Un alto\(R_{p}\) significa que el\(Q\) de la red resonadora,\(Q_{r}\), debe ser alto. Sin embargo, tal altura\(Q_{r}\) sería difícil de lograr con un resonador sintonizable. Para proporcionar una mayor probabilidad de arranque del oscilador así como alcanzable\(Q_{r}\), es mejor que la red activa presente\(\angle\Gamma_{d}\approx 50^{\circ}\). El requisito de amplio rango de afinación extiende este rango a algo así como\(30^{\circ}\leq\angle\Gamma_{d}\leq 70^{\circ}\). Por lo tanto, no es razonable simplemente incrustar reactancias en la red resonadora para compensar los parásitos en la red activa y luego esperar que se alcancen las condiciones de arranque requeridas. Puede ser posible hacer esto, pero este enfoque limitaría la capacidad de hacer otras compensaciones que optimizarían el rendimiento del oscilador. Entonces el punto es que se puede lograr un mejor rendimiento del oscilador yendo más allá de la forma simple de la condición de oscilación de Kurokawa encarnada en la Ecuación 5.5.2.

Con un oscilador Colpitts de base común de frecuencia fija, el punto de operación de oscilación (la intersección de\(\Gamma_{r}\) y\(1/\Gamma_{d}\)) puede estar en el plano de la mitad izquierda del gráfico Smith ya que la pérdida del resonador es insignificante. Sin embargo, con un VCO de microondas la pérdida del resonador, debido a los varactores, es apreciable y la ubicación de la intersección de\(\Gamma_{r}\) y\(1/\Gamma_{d}\) es importante.

En resumen, diseñar para un poco reactivo\(\Gamma_{d}\) es un punto sutil que conduce a un diseño VCO de rendimiento superior. No es necesario entender este tema para seguir el procedimiento de diseño que sigue. Es suficiente seguir el procedimiento de diseño de VCO señalando que uno de los requisitos es que\(30^{\circ}\leq |\angle\Gamma_{d}|\leq 70^{\circ}\), es decir, la admitancia de entrada de la red activa en la interfaz resonador-red activa debe ser ligeramente capacitiva (o ligeramente inductiva). Al\(1/\Gamma_{d}\) hacer coincidir con\(\Gamma_{r}\), esto corresponde a una red resonadora ligeramente inductiva (o ligeramente capacitiva) con\(70^{\circ}\geq\angle\Gamma_{r}\geq 30^{\circ}\) (o\(−70^{\circ}\leq\angle\Gamma_{r}\leq −30^{\circ}\)).

5.6.4 Diseño Inicial

El diseño inicial del oscilador con\(C_{a} = 0.5\text{ pF}\) y con\(C_{b} = 0\) dio como resultado el resonador simulado y las características de red activa que se muestran en la Figura\(\PageIndex{6}\), donde se muestra el locus de\(\Gamma_{r}\) a dos tensiones de polarización\(3\text{ V}\),\(1\text{ V}\) y,. También se muestran las características de señal pequeña de la red activa, trazadas como\(1/\Gamma_{d}\), y determinadas (en simulación de equilibrio armónico) usando un\(50\:\Omega\) puerto. La impedancia del puerto fue lo suficientemente alta como para suprimir la oscilación. La\(1/\Gamma_{d}\) curva se cruza con cada una de las curvas del resonador en múltiples lugares para que sean posibles múltiples oscilaciones.

Las características medidas similares del oscilador real se muestran en la Figura\(\PageIndex{7}\). La red resonadora se muestra a la izquierda de la línea (\(\mathsf{x-x}\)) en el esquema del oscilador de la Figura\(\PageIndex{1}\) (a) y nuevamente en la Figura\(\PageIndex{1}\) (c). También se muestra en la Figura\(\PageIndex{4}\) (a). La medición del circuito del tanque arrojó el conjunto de curvas resonadoras (Curvas a—g) en la Figura\(\PageIndex{7}\). La curva a es el lugar del

Figura\(\PageIndex{6}\): Coeficiente de\(50\:\Omega\) reflexión simulada del resonador\(\Gamma_{r}\), y la inversa del coeficiente de reflexión de señal pequeña de la red activa\(1/\Gamma_{d}\), de la VCO de banda C con\(C_{a} = 0.5\text{ pF}\) y sin ella\(C_{b}\). Esta es una gráfica de\(50\:\Omega\) Smith.

coeficiente de reflexión de la red resonadora cuando el voltaje de sintonización es\(0\text{ V}\), es decir, Curva a es el lugar con respecto a la frecuencia de\(\Gamma_{r}(0\text{ V})\). Las siete respuestas de resonador mostradas en la Figura\(\PageIndex{7}\), Curvas a—g, son los coeficientes de reflexión del resonador para voltajes de sintonización igualmente espaciados de\(0\text{ V}\) a través\(9\text{ V}\). Comparando Cifras\(\PageIndex{6}\) y\(\PageIndex{7}\) se observa que existe un acuerdo razonable entre los resultados simulados y medidos. La diferencia se puede atribuir a la dificultad de realizar las mediciones en la ubicación correcta, así como al acoplamiento entre los propios componentes que no se capturan en simulación.

La posibilidad de múltiples oscilaciones se ve en las Figuras\(\PageIndex{6}\) y\(\PageIndex{7}\), ya que puede haber múltiples intersecciones de una\(\Gamma_{r}\) curva (para un sesgo particular) y la\(1/\Gamma_{d}\) curva. (Tenga en cuenta que el\(1/\Gamma_{d}\) locus se desplazará hacia la derecha a medida que aumente el nivel de la señal de oscilación). Se observan múltiples oscilaciones tal como se observa en el espectro a la salida\(V_{\text{out}}\),, del oscilador (ver Figura\(\PageIndex{8}\)). Un oscilador que oscile a múltiples frecuencias no es deseable, por supuesto, por lo que el diseño debe ser alterado para evitar las múltiples intersecciones de la\(\Gamma_{r}\) (a una tensión de sintonización particular) y\(1/\Gamma_{d}\) curvas.

Figura\(\PageIndex{7}\): Coeficiente de reflexión medido de la red resonadora\(\Gamma_{r}\), y la inversa del coeficiente de reflexión de señal pequeña de la red de dispositivos activos\(1/\Gamma_{d}\), del VCO de banda C con\(C_{a} = 0.5\text{ pF}\) y sin él\(C_{b}\). \(\Gamma_{r}\), Curva a, es la característica de la red de resonadores para un voltaje de sintonización,\(V_{\text{tune}}\), de\(0\text{ V}\). La curva g es para\(V_{\text{tune}} = 9\text{ V}\). \(V_{\text{tune}}\)está igualmente espaciado para Curvas a—g. El lugar de\(1/\Gamma_{d}\) movimientos hacia la derecha a medida que aumenta el nivel de señal y la intersección de\(1/\Gamma_{d}\) y\(\Gamma_{r}\) determina la frecuencia de oscilación y el nivel de señal.

Figura\(\PageIndex{8}\): Múltiples oscilaciones observadas antes de la conformación del coeficiente de reflexión por\(C_{a}\) y\(C_{b}\). El espectro se midió utilizando un ancho de banda de resolución\(3\text{ MHz}\) y un ancho de banda de video de\(1\text{ MHz}\).

5.6.5 Evitar múltiples oscilaciones a través de la conformación del coeficiente de reflexión

En una etapa temprana en el diseño (con\(C_{a} = 0.5\text{ pF}\) y\(C_{b} = 0\)) se observaron múltiples oscilaciones en la Figura\(\PageIndex{8}\). La causa de estas oscilaciones múltiples son múltiples intersecciones del\(1/\Gamma_{d}\) lugar del circuito activo y\(\Gamma_{r}\) a una tensión de polarización particular. Esto se ve tanto en los resultados simulados en la Figura como en\(\PageIndex{6}\) los resultados medidos en la Figura\(\PageIndex{7}\). El siguiente paso en el diseño es dar forma a\(1/\Gamma_{d}\) la red activa para que haya una intersección única

Figura\(\PageIndex{9}\): Coeficiente de reflexión simulada del resonador\(\Gamma_{r}\),, y la inversa del coeficiente de reflexión de señal pequeña de la red activa,\(1/\Gamma_{d}\), del VCO de banda C para diversos valores de los condensadores de compensación\(C_{a}\) y\(C_{b}\).

de\(1/\Gamma{d}\) y\(\Gamma_{r}\) en cada voltaje de polarización. Los elementos utilizados para dar forma\(1/\Gamma_{d}\) son\(C_{a}\) y\(C_{b}\). Al mismo tiempo que estos se ajustan el diseño debe lograr\((\partial B_{d}/\partial V|_{V =V_{0}})\approx 0\). También, la discusión en la Sección 5.6.3 indicó que el ángulo preferido de\(\Gamma_{d}\) para asegurar el arranque de oscilaciones es alrededor\(50^{\circ}\). Sin embargo, para un amplio rango de sintonización del VCO solo es posible lograr un ángulo específico de\(\Gamma_{d}\) una sola frecuencia de oscilación. El compromiso es elegir\(−70^{\circ}\leq\angle\Gamma_{d}\leq −30^{\circ}\), indicando que la red activa debe ser ligeramente capacitiva, lo que corresponde a una red resonadora ligeramente inductiva con\(70^{\circ}\geq\angle\Gamma_{r}\geq 30^{\circ}\). Así, la intersección de\(\Gamma_{r}\) y\(1/\Gamma_{d}\) debe estar en el cuadrante superior derecho del gráfico Smith. (Una opción de diseño alternativa que todavía habría resultado en una puesta en marcha exitosa del oscilador es\(70^{\circ}\geq\angle\Gamma_{d}\geq 30^{\circ}\).)

Las características simuladas del resonador y las redes activas se muestran en la Figura\(\PageIndex{9}\). Se muestran los loci de\(\Gamma_{r}\) para dos voltajes de sintonización, y la señal pequeña\(1/\Gamma_{d}\) se muestra para varios valores de\(C_{a}\) y\(C_{b}\). La curva AA (de\(1/\Gamma_{d}\)) es para\(C_{a} = 0.5\text{ pF}\) y\(C_{b} = 0\), como se consideró antes, y dará como resultado múltiples oscilaciones. La curva DD es para\(C_{a} = 0\)\(C_{b} = 0\) y y está muy cerca\(\Gamma_{r}\) y puede ser difícil que comience la oscilación. Otra forma de describir esto es que\(Q_{r}\) está muy cerca de la señal pequeña\(Q_{d}\). Entonces, incluso si la oscilación comenzara, alcanzaría el estado estacionario a un nivel de señal bajo. Las redes activas representadas por Curves CC y DD no proporcionan suficientes

Figura\(\PageIndex{10}\): Coeficiente de reflexión simulada del resonador\(\Gamma_{r}\), y la inversa del coeficiente de reflexión de señal pequeña de la red activa\(1/\Gamma_{d}\),, del VCO de banda C.

conductancia negativa y solo permiten la oscilación en un rango de frecuencia estrecho. La mejor característica aquí es la Curva BB para la cual\(C_{a} = 0.5\text{ pF}\) y\(C_{b} = 0.5\text{ pF}\). Esta respuesta proporciona una única intersección de la curva del resonador para cada voltaje de sintonización y la curva de red activa. También indica una magnitud bastante grande de conductancia negativa para que la potencia del oscilador de salida sea alta. Es decir, la magnitud de la conductancia negativa se reduce a medida que aumenta el nivel de señal y la gran magnitud de la conductancia negativa en señales pequeñas significa que el nivel de señal puede crecer significativamente antes de que coincidan las conductancias del resonador y las redes activas.

Las características simuladas del resonador y las redes activas se repiten en la Figura\(\PageIndex{10}\) para\(C_{a} = 0.5\text{ pF}\) y\(C_{b} = 0.5\text{ pF}\) (es decir, Curva BB en la Figura\(\PageIndex{9}\)). La respuesta del circuito ahora tiene las propiedades deseadas. Primero considere el lugar del coeficiente de reflexión de la red resonadora\(1\text{ V}\) con los diodos varactores (esta es la\(\Gamma_{r}(1\text{ V})\) curva). Hay dos resonancias entre\(3\text{ GHz}\) y\(6\text{ GHz}\), pero es la resonancia entre\(4.0\text{ GHz}\) y la\(5.3\text{ GHz}\) que está cerca del\(1/\Gamma_{d}\) locus y así (para este sesgo varactor) es la única resonancia que afectará la oscilación. El locus de\(\Gamma_{r}(1\text{ V})\) aproximadamente sigue una curva de conductancia constante para que\((\partial G_{r}/\partial\omega|_{\omega=\omega_{0}})\approx 0\) según sea necesario. A medida que aumenta el nivel de señal a través de la red activa, el\(1/\Gamma_{d}\) locus se desplaza hacia la derecha en la dirección de la susceptancia constante para que\((\partial B_{d}/\partial V|_{V =V_{0}})\approx 0\) según se desee. Siempre que las frecuencias coincidan, el punto en el que el\(\Gamma_{r}(1\text{ V})\) locus se cruza con el\(1/\Gamma_{d}\) locus determina tanto la frecuencia de oscilación como el nivel de oscilación como

Figura\(\PageIndex{11}\): Medición del circuito activo con un accesorio de\(50\:\Omega\) prueba en la interfaz del resonador y redes activas. La tarjeta se cortó en la interfaz para hacer la conexión. Un\(35\text{ ps}\) retraso debido a la longitud del conector SMA debe restarse de las mediciones a las mediciones de referencia al borde de la tarjeta de circuito.

el locus de\(1/\Gamma_{d}\) los desplazamientos a la derecha.

Los resultados simulados discutidos en el párrafo anterior indican que el oscilador funcionará como se desee. Sin embargo, hay muchos efectos parasitarios y de acoplamiento que no se capturan completamente en la simulación. La optimización final del diseño requiere una investigación experimental de los coeficientes de reflexión que buscan en el circuito resonador y en el circuito activo.

El siguiente paso en el diseño del VCO es utilizar un VNA para medir el coeficiente de reflexión de la red activa en las Figuras\(\PageIndex{1}\) (b) y\(\PageIndex{4}\) (b) (mostrado nuevamente en su configuración de medición en la Figura\(\PageIndex{11}\)). El locus de señal grande en la Figura se\(\PageIndex{12}\) midió con una\(10\text{ dBm}\) señal aplicada a la red activa en el puerto\(50\:\Omega\) de medición. Esta curva es una indicación de lo que la red activa presenta al resonador bajo condiciones de señal grande y se utiliza como guía ya que no captura la complejidad de carga completa, por ejemplo, las terminaciones armónicas no son correctas.

La oscilación ocurre cuando las características de la red activa (ver la\(1/\Gamma_{d}\) curva en la Figura\(\PageIndex{12}\)) coinciden con la característica de la red resonadora, Curvas a—g en la Figura\(\PageIndex{12}\). Primero, para señales pequeñas, la red activa debe proporcionar

\[\label{eq:1}|1/\Gamma_{d}(A,\omega )|<|\Gamma(\omega)| \]

en todas las frecuencias de operación deseadas. Este es el requisito para el arranque de oscilación. Segundo, la rotación de\(\Gamma_{r}(\omega )\) con respecto a\(\omega\) cerca del punto de oscilación (es decir,\(\omega_{0}\)) debe ser positiva (es decir,\((\partial B_{r}/\partial\omega |_{\omega =\omega_{0}}) > 0\) como se desarrolla en la Sección 5.5.2) y en la dirección opuesta al\(1/\Gamma_{d}(A, \omega )\) lugar con respecto a\(\omega\) (es decir, en la misma dirección que la rotación de \(\Gamma_{d}(A, \omega )\)). Esto es de hecho lo que sucede y se puede ver mediante un examen más detallado de las Curvas a—g. Además, el locus de\(\Gamma_{r}(\omega )\) debe seguir aproximadamente una línea de conductancia constante para que\((\partial G_{r}/\partial\omega |_{\omega=\omega_{0}})\approx 0\). Ahora, dispositivo autolimitante estabiliza la oscilación cuando los ángulos de\(\Gamma_{d}(A,\omega )\) y la\(\Gamma_{r}(\omega )\) suma a cero. Para la oscilación de frecuencia única esto se debe obtener en cada voltaje de sintonización. Finalmente, la trayectoria del\(1/\Gamma_{d}(A, \omega )\) locus limitante (es decir,\(A\) a medida que aumenta la amplitud de oscilación) debe intersectar el\(\Gamma_{r}(\omega )\) locus, idealmente en ángulos rectos para minimizar el ruido de fase [11, 17].\(V\) Estos requisitos son referidos como una relación complementaria entre las redes activa y resonadora.

Figura\(\PageIndex{12}\): Coeficiente de reflexión medido de la red resonadora\(\Gamma_{r}\), y la inversa del coeficiente de reflexión de señal grande de la red activa\(1/\Gamma_{d}\),, del VCO de banda C. Para la\(\Gamma_{d}\) medición de señal grande, la red activa se conduce\(10\text{ dBm}\) desde un\(50\:\Omega\) puerto. Las\(\Gamma_{r}\) curvas son idénticas a las de la Figura\(\PageIndex{7}\). Las curvas con puntos finales etiquetados RR identifican las curvas del resonador.

Si bien en condiciones de señal pequeña los loci pueden no coincidir, el punto importante es que lo hacen cuando se produce la limitación, además de prever el arranque de la oscilación. Una ligera rotación en sentido contrario a las agujas del reloj del\(1/\Gamma_{d}\) locus activo modificado del dispositivo a medida que aumenta el nivel de la señal (así como un desplazamiento general a la derecha) asegura una oscilación estable de una sola frecuencia. Dicho de otra manera, la trayectoria de la conductancia negativa a medida que se produce la limitación del dispositivo debe ser tal que\(1/\Gamma_{d}\) simplemente se cruza con el\(\Gamma_{r}\) locus, y\(\angle\Gamma_{d}\) debe complementarse\(\angle\Gamma_{r}\). Esta es la situación que se muestra en la Figura\(\PageIndex{12}\), donde la característica modificada de la red del dispositivo se logra mediante la adición de terminaciones capacitivas al colector y a los terminales base del emisor. Aquí, a diferencia de la situación convencional del oscilador de retroalimentación en serie de base común (como se considera en la Sección 5.4), la entrada de la red activa es ahora capacitiva arriba\(4.5\text{ GHz}\) (ver Figura\(\PageIndex{12}\)). En consecuencia, la inductancia del resonador es absorbida con éxito. Así

Figura\(\PageIndex{13}\): Característica de sintonización medida que muestra la frecuencia de oscilación y la sensibilidad de VCO en función del voltaje de sintonización.

Figura\(\PageIndex{14}\): Potencia de salida medida y armónicos en\(V_{\text{out}}\) (antes del filtro paso banda) indicando contenido armónico de bajo nivel.

el coeficiente de reflexión de un puerto de señal pequeña del resonador es inductivo inicialmente. En efecto, el resonador se opera como una inductancia de derivación sintonizable en lugar de una reactancia capacitiva sintonizable.

5.6.6 Rendimiento de VCO

Las métricas más importantes que describen el rendimiento del VCO son el ruido de fase, el ancho de banda de sintonización, la potencia de salida, la ganancia o sensibilidad de sintonización, el contenido armónico de salida y el consumo de energía de CC. El VCO aquí caracterizado, mostrado en la Figura\(\PageIndex{1}\), incluye los condensadores compensadores\(C_{a}\) y\(C_{b}\), ambos\(0.5\text{ pF}\). Cifra\(\PageIndex{13}\) y\(\PageIndex{14}\) documente el ancho de banda y las potencias de salida del VCO. A medida que el voltaje de sintonización del varactor\(V_{\text{tune}}\),, va de\(0\text{ V}\)\(9\text{ V}\) al filtro sintoniza de\(4.5\text{ GHz}\) a\(5.3\text{ GHz}\), produciendo una potencia de salida mínima de\(0\text{ dBm}\) y varía en no\(2\text{ dB}\) más que en el rango. La potencia de CC consumida es\(150\text{ mW}\). El ancho de banda de sintonización se ajusta variando el acoplamiento (proporcionado por los dos\(0.5\text{ pF}\) condensadores) entre la pila de varactores y la línea de microcinta, TL\(_{1}\). La figura\(\PageIndex{14}\) también muestra la potencia en los armónicos. En la salida final estos se reducen aún más por el filtro de paso de banda.

El ruido de fase medido se muestra en la Figura\(\PageIndex{15}\) en\(4.5\text{ GHz}\)

Figura\(\PageIndex{15}\): Ruido de fase medido en la parte superior e inferior del rango de sintonización así como en\(5.1\text{ GHz}\), donde el ruido de fase es óptimo. Piso mínimo de ruido de fase\(−116\text{ dBc/Hz}\) en\(1\text{ kHz}\) offset,\(−160\text{ dBc/Hz}\) en\(10\text{ MHz}\) offset.

(correspondiente a un voltaje de sintonización de\(0\text{ V}\)), y a\(5.3\text{ GHz}\) (un voltaje de sintonización de\(9\text{ V}\)), así como en\(5.1\text{ GHz}\) donde se obtiene el mejor ruido de fase. El ruido de fase es aproximadamente el mismo en todo el rango de sintonización con una frecuencia de esquina de\(1/f^{2}\) ruido,\(f_{c,−2}\) (la transición de una\(f^{−1}\) dependencia a una\(f^{−2}\) dependencia) de\(30\text{ kHz}\). El ruido de fase en\(10\text{ kHz}\) offset,\(\mathcal{L}(10\text{ kHz})\), es mejor que\(−85\text{ dBc/Hz}\), mientras que\(\mathcal{L}(1\text{ MHz})\) es mejor que\(−130\text{ dBc/Hz}\). El mejor ruido de fase medido,\(\mathcal{L}(1\text{ MHz})\), cerca del centro de banda\((5.1\text{ GHz})\) es\(−135\text{ dBc/Hz}\).

El rendimiento de un VCO debe ser citado como el peor rendimiento sobre el ancho de banda de sintonización. Para un ancho de banda de sintonización\(770\text{ MHz}\) y frecuencia central de\(4.92\text{ GHz}\), el ruido de fase máximo de este VCO es\(−128\text{ dBc/Hz}\). Esto mejora a un ruido de fase máximo de\(−130\text{ dBc/Hz}\) para un ancho de banda de\(500\text{ MHz}\) centrado en\(5.05\text{ GHz}\).

5.6.7 Resumen

El diseño de VCO aquí utilizó un enfoque estándar de diseño de oscilador de reflexión de un puerto con una técnica que introdujo condensadores de compensación para gestionar la susceptancia de la red activa que de otro modo dependía de la frecuencia. Estos elementos de compensación también dieron como resultado que el coeficiente de reflexión del dispositivo activo aumentado tuviera las características necesarias para garantizar una oscilación estable y el arranque del oscilador.

Notas al pie

[1] El resonador podría ajustarse para presentar una susceptancia capacitiva.