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9.3: Ampliaciones y refinamientos

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    La discusión anterior ha cubierto los conceptos básicos del diseño y funcionamiento de amplificadores de clase B, pero hay una variedad de cosas que podríamos agregar.

    9.3.1: Limitación de corriente

    Una de las adiciones más útiles a un amplificador es alguna forma de circuito de protección. Como se señaló anteriormente, no hay nada en el amplificador básico de clase B para limitar la corriente, por lo que si la carga se cortocircuitó accidentalmente, la corriente del transistor se disparará a niveles muy altos y posiblemente dañará los transistores de salida. ¿Cómo podríamos evitar que esto suceda?

    Quizás la técnica de protección más básica es colocar un fusible en línea con la carga. Esta es una propuesta algo complicada porque las formas de onda de voz y música son muy dinámicas. Los fusibles no son dispositivos de respuesta rápida y la selección de la clasificación de corriente adecuada es una compensación. Si queremos atrapar transitorios grandes y rápidos, el fusible tendrá que ser clasificado en el lado bajo. Desafortunadamente, el fusible podría entonces soplar en contenido sostenido de baja frecuencia moderadamente alto. Los relés sufren problemas similares. Además, existe el problema de que si los fusibles son reemplazables por el consumidor, pueden usar el valor incorrecto o algún otro ítem 1 que permita demasiada corriente, resultando en transistores de salida soplados. Esto se puede evitar teniendo un segundo conjunto de fusibles montados en la placa de PC, conectados a los rieles de alimentación, pero esta también es una solución imperfecta.

    Un medio para hacer frente a esta situación es emplear un limitador de corriente activo, tal como el circuito mostrado en la figura\(\PageIndex{1}\). En este circuito,\(Q_1\) se encuentra el transistor principal de salida NPN, el lado PNP no se muestra. En la parte superior está la conexión de la fuente de alimentación y la carga está conectada a la derecha. Una pequeña resistencia,\(R_E\), se inserta en la trayectoria de corriente del emisor. La resistencia es lo suficientemente pequeña como para que el voltaje a través de ella sea normalmente inferior a 0.5 voltios más o menos. A través de la resistencia hay otro transistor,\(Q_2\). Bajo funcionamiento normal no\(Q_2\) está encendido y no afecta el circuito. Si la corriente de carga se vuelve lo suficientemente grande (más allá del límite de seguridad), la caída de voltaje\(R_E\) alcanzará 0.7 V. En este punto\(Q_2\) se enciende y comienza a conducir la corriente lejos de la base de\(Q_1\), limitando la cantidad de corriente de carga a aproximadamente\(0.7 V/R_E\). A diferencia de un fusible, una vez que se elimina la falla y la corriente de carga cae a niveles seguros,\(Q_2\) se desconecta y se reanuda la función normal del amplificador.

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    Figura\(\PageIndex{1}\): Limitador de corriente activo.

    Dos de estos circuitos son necesarios para el amplificador; uno para la mitad positiva y otro para la mitad negativa. La figura\(\PageIndex{2}\) muestra un amplificador de clase B con los circuitos de protección de corriente agregada (dentro de la caja roja discontinua).

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    Figura\(\PageIndex{2}\): Amplificador Clase B con limitadores de corriente

    9.3.2: Configuraciones de ganancia de alta corriente

    Para algunas aplicaciones,\(\beta\) los transistores de potencia típicos pueden resultar insuficientes. En tales casos podemos usar configuraciones de ganancia de corriente alta. Hay varias formas de configurar los dispositivos de salida. En la Figura se muestra un esquema de Darlington\(\PageIndex{3}\). \(Q_3\)y\(Q_5\) son los principales dispositivos de salida. \(Q_2\)y\(Q_4\) pueden pensarse como transistores de accionamiento. Si bien su\(BV_{CEO}\) calificación deberá ser tan alta como la de\(Q_3/Q_5\), estarán manejando menos corriente y por lo tanto disiparán menos potencia. A veces\(Q_2/Q_4\) se configuran como se ve aquí y a veces se pueden agregar resistencias de emisor para que la salida parezca ser una cascada de seguidores de emisor. De cualquier manera, ahora hay cuatro uniones base-emisor por compensar, de ahí la adición de\(D_3\) y\(D_4\).

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    Figura\(\PageIndex{3}\): Dispositivos de salida Darlington para alta ganancia de corriente.

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    Figura\(\PageIndex{4}\): Par Sziklai, PNP compuesto AKA.

    Hace algunos años, los transistores PNP de alta potencia que exhibían una calidad de audio decente no estaban disponibles. En lugar de usar una configuración PNP Darlington, se utilizó un par Sziklai. Esta configuración de doble transistor lleva el nombre del ingeniero húngaro, y más tarde estadounidense George Sziklai. El par Sziklai también se conoce como par compuesto. En la Figura se muestra un PNP compuesto\(\PageIndex{4}\). La operación es similar a la de un par Darlington. El transistor de entrada,\(Q_1\), impulsa su corriente de colector en la base de\(Q_2\), el transistor de salida. \(Q_2\)la corriente base se multiplica por su\(\beta\), así su corriente de colector es producto de\(I_{B1}\),\(\beta_1\) y\(\beta_2\), al igual que un Darlington. Las diferencias son que el dispositivo de alimentación principal para el PNP compuesto es un NPN, y que solo hay uno\(V_{BE}\) que compensar. Un ejemplo de amplificador basado en el circuito conductor acoplado directo anterior se muestra en la Figura\(\PageIndex{5}\). Esta configuración se conoce como salida cuasi-complementaria 2. Tenga en cuenta el uso de tres diodos compensadores; dos para el Darlington NPN y uno para el par compuesto PNP/SZIKLAI. Una ventaja aquí es que los dispositivos de alimentación,\(Q_3\) y\(Q_5\), pueden ser modelos idénticos.

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    Figura\(\PageIndex{5}\): Salida cuasi-complementaria.

    El circuito limitador de corriente de la Figura se\(\PageIndex{1}\) puede agregar tanto a las etapas de salida Darlington como a las cuasicomplementarias. La limitación de corriente también se puede agregar a los circuitos presentados en la siguiente sección, pero se han dejado fuera para mayor claridad.

    9.3.3: Compartir corriente

    Para potencias de salida más altas, y especialmente para amplificadores que manejan impedancias de carga muy bajas tales como 1 o 2 ohmios, puede que no sea posible usar un solo NPN y PNP para la etapa de salida. En cambio, los deberes de cada dispositivo serán compartidos entre dos o tres transistores que operan en paralelo. Generalmente, los esquemas de intercambio de corriente también requerirán un enfoque basado en Darlington debido a la muy alta corriente de carga total.

    Inicialmente, puede ser tentador simplemente colocar dos o tres transistores en paralelo, cada terminal de base siendo alimentado por un transistor de accionamiento común. Hay una falla fatal con este enfoque. El tema se conoce como fuga térmica o acaparamiento de corriente. El problema básico es que el coeficiente de temperatura de transconductancia para un transistor bipolar es positivo. En otras palabras,\(r'_e\) se hace más pequeño a medida que sube la temperatura. Esto significa que, a medida que el dispositivo se calienta, tiende a conducir más fácilmente la corriente. Por supuesto, si el dispositivo consume más corriente, disipará más potencia, lo que significa que se calentará más, lo que significa que conducirá más corriente, lo que significa que disipará más potencia, y así sucesivamente. Este proceso se sale de control y es particularmente malo cuando tenemos múltiples dispositivos en paralelo. Los dispositivos nunca coinciden perfectamente, por lo que la corriente de carga nunca se compartirá perfectamente entre los dispositivos. Esto significa que un dispositivo tenderá a calentarse más que el otro (s), lo que lleva a que se caliente aún más y tome una proporción cada vez mayor de la corriente total. Eventualmente, este dispositivo “acapara” toda la corriente disponible y termina destruyéndose a sí mismo. Lo que tenemos es un bucle de retroalimentación térmica positiva. Transistor harakiri es una característica de rendimiento decididamente subóptima. Para sortear este problema podemos agregar pequeñas resistencias a los emisores de los dispositivos. Como todos los dispositivos en paralelo están siendo impulsados desde un transistor de accionamiento común, todos ven el mismo voltaje base. Si un transistor de salida comienza a tomar una mayor parte de la corriente de carga, la caída de voltaje a través de la resistencia del emisor aumentará, forzando así una reducción en el voltaje base-emisor de ese transistor. Esta reducción compensa la tendencia inicial de la corriente a aumentar. Esta técnica se conoce como retroalimentación negativa local. Hemos visto este concepto antes, por ejemplo, una resistencia de pantano entra en esta categoría al igual que el esquema de polarización de retroalimentación del colector.

    Un ejemplo de una sección de salida de intercambio de corriente se muestra en la Figura\(\PageIndex{6}\). Esta versión utiliza un esquema de Darlington. Los transistores recién agregados se muestran en rojo mientras que las resistencias de retroalimentación térmica/corriente se muestran en azul.

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    Figura\(\PageIndex{6}\): Sección de salida de intercambio de corriente.

    9.3.4:\(V_{BE}\) Multiplicador y Capacitor Miller

    Con la complejidad cada vez mayor de la sección de salida, el esquema de polarización de diodos simple carece de la capacidad de establecer la polarización de inactividad óptima para lograr una distorsión de cruce mínima. Un enfoque más flexible es usar un\(V_{BE}\) multiplicador, como se ilustra en la Figura\(\PageIndex{7}\).

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    Figura\(\PageIndex{7}\):\(V_{BE}\) multiplicador.

    Si ignoramos la corriente base, las corrientes a través de las dos resistencias son idénticas. Por lo tanto, sus voltajes tienen la misma relación que sus resistencias. \(R_2\)está en paralelo con\(V_{BE}\) lo que su voltaje debe ser igual a\(V_{BE}\). En consecuencia, el voltaje a través\(R_2\) debe ser un múltiplo de\(V_{BE}\). Por ejemplo, si queremos generar el equivalente de cuatro caídas base-emisor de punto\(A\) a punto\(B\), hacemos\(R_1\) tres veces más grandes que\(R_2\). Lo que hace que esto sea particularmente útil ya que podemos establecer cualquier relación que queramos, y al reemplazar cualquiera de las resistencias por un potenciómetro, podemos hacer que ese voltaje sea ajustable. Y el ejemplo se muestra en la Figura\(\PageIndex{8}\), usando el amplificador de intercambio de corriente de la Figura\(\PageIndex{6}\). El\(V_{BE}\) multiplicador se muestra en la caja roja discontinua y reemplaza los cuatro diodos de polarización. Un condensador,\(C_B\), desvía el multiplicador, asegurándose de que se comporte como un cortocircuito para las señales de CA.

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    Figura\(\PageIndex{8}\): Amplificador con\(V_{BE}\) multiplicador y condensador de compensación Miller.

    El circuito de la Figura\(\PageIndex{8}\) también incluye otro condensador,\(C_M\). Este es un condensador de compensación Miller. Utiliza el Efecto Miller (ver Capítulo 6, Teorema de Miller) para crear una capacitancia de entrada equivalente mucho mayor. Esta capacitancia aparece en paralelo con la entrada de\(Q_1\) y crea una red de retardo. La inclusión de\(C_M\) permite al diseñador adaptar la respuesta de alta frecuencia del amplificador.

    9.3.5: Bridging

    Algunos amplificadores emplean un esquema de salida puenteado. Esto es particularmente cierto donde los voltajes de la fuente de alimentación son limitados, por ejemplo, en automóviles (nominalmente 12 VCC pero más cerca de 13.8 VCC del alternador). Sin recurrir a un costoso convertidor de CC a CC, un amplificador diseñado para uso automotriz está en un poco aprieto. Si asumimos una fuente de CC de +12 voltios, entonces un amplificador básico de clase B usaría una configuración acoplada por condensador como la Figura 9.2.6. Esto produciría una\(V_{CEQ}\) de 6 voltios y una conformidad de aproximadamente 4.2 voltios RMS. Si tuviéramos que usar un altavoz doméstico estándar de 8\(\Omega\), la potencia de carga máxima sería de apenas 2.25 vatios (esta es una de las razones por las que los sistemas de audio para automóviles suelen utilizar 4\(\Omega\) altavoces, porque duplica la potencia de salida, en este caso a 4.5 vatios). Una salida puenteada puede duplicar esto nuevamente.

    Un diagrama de bloques de una unidad puenteada se muestra en la Figura\(\PageIndex{9}\). La mitad izquierda es lo que veríamos normalmente. En la mitad derecha tenemos un segundo amplificador idéntico pero lo manejamos con una copia invertida de la señal original. Lo que termina sucediendo es que, como la salida izquierda va positiva, la salida derecha va negativa por la misma cantidad. El resultado final es que la carga ve el doble de voltaje que tendría solo del amplificador izquierdo. La potencia varía a medida que el cuadrado de voltaje, duplicando el voltaje cuadruplica la potencia. La salida de 2.25 vatios de ese amplificador para automóvil salta hasta 9 watts 3. Si queremos ir más alto que esto nuestras únicas opciones son disminuir aún más la impedancia del altavoz (hay límites prácticos que no nos dejarán ir mucho más allá) o aumentar la fuente de alimentación de CC. En el hogar, aumentar el suministro es relativamente fácil ya que tenemos una fuente de alimentación de CA. En un sistema automotriz esta es una propuesta mucho más cara porque generalmente solo se dispone de CC.

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    Figura\(\PageIndex{9}\): Diagrama de bloques del amplificador puenteado.

    En la Figura se muestra una ilustración de un sistema puenteado a nivel de transistor\(\PageIndex{10}\). Para simplificar, este esquema utiliza etapas básicas de clase B. No se muestran los circuitos de inversión de entrada y del lado derecho.

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    Figura\(\PageIndex{10}\): Amplificador puenteado, nivel transistor.

    Los cuatro transistores crean un puente H clásico con la carga en el centro. Para un positivo\(V_{in}\),\(Q_1\) se enciende. Al mismo tiempo, debido a que está siendo alimentado por una versión invertida de\(V_{in}\),\(Q_4\) se enciende. Así, la corriente fluye hacia abajo de\(V_{CC}\)\(Q_1\), a través, a través\(R_L\) de izquierda a derecha\(Q_4\), hacia abajo y finalmente a\(V_{EE}\) (traza azul). A plena oscilación, el voltaje a través de la carga será\(V_{CC} − V_{EE}\) de izquierda a derecha. Para un negativo\(V_{in}\) sucede lo contrario:\(Q_3\) y\(Q_2\) encender, permitiendo que la corriente fluya a través\(R_L\) de la derecha a la izquierda. El voltaje máximo será el mismo pero con polaridad invertida, de ahí una duplicación efectiva del voltaje de carga y un cuadruplicado de la potencia de carga.

    Este aumento de la producción no viene sin desventajas. El problema más obvio es la duplicación de los circuitos de salida. El segundo problema puede no ser inmediatamente evidente: la carga no está conectada a tierra. En los sistemas de audio de automóviles simples, el chasis del vehículo se utiliza como el sistema común o “tierra”. Por lo tanto, es posible simplemente pasar un solo cable a un altavoz desde la salida de un amplificador. El otro terminal del altavoz se conecta entonces al chasis en una ubicación conveniente. Con una salida puenteada, se deben pasar dos cables al altavoz. Si se actualiza un sistema de altavoces de un solo cable con un amplificador de salida puenteado, se deben instalar nuevos cables de altavoz. De lo contrario, el plomo de retorno del chasis termina cortocircuitando un lado del puente 4.

    9.3.6: Bypassing de la fuente de alimentación

    Un comentario final con respecto a los amplificadores de alta potencia, particularmente los amplificadores de audio, está en orden. A lo largo de este capítulo hemos asumido que las fuentes de alimentación de CC actuarán idealmente, principalmente que se presentarán como buenas bases de CA. Esto no siempre es fácil de lograr dadas las limitaciones prácticas de los diseños de placas de PC, las restricciones de cableado, etc. En consecuencia, los condensadores de derivación de la fuente de alimentación a menudo se utilizan para garantizar una buena tierra de CA Si bien esto se mencionó en el Capítulo 7 con respecto a los amplificadores de señal pequeña, quizás sea más importante para los amplificadores de potencia. Los condensadores de derivación de la fuente de alimentación utilizados para los amplificadores de potencia tienden a ser más grandes y la calidad más estricta. Un simple condensador de derivación de 1\(\mu\) F difícilmente sería la norma para un amplificador de audio de alta potencia. El problema práctico es que los capacitores grandes y de alta calidad no son económicos. Por ejemplo, un condensador de polipropileno de 10\(\mu\) F será al menos un orden de magnitud más caro que un electrolítico de aluminio de tamaño similar (dólares frente a centavos). Desafortunadamente, el electrolítico tendrá mayor fuga y ESR, y no se comportará casi tan bien a altas frecuencias (de hecho, la impedancia comenzará a aumentar debido a los efectos inductivos una vez que la frecuencia sea lo suficientemente alta). Para mejorar el rendimiento y ahorrar dinero, los condensadores de derivación a veces se duplican o triplican. Por ejemplo, un gran electrolítico de aluminio podría colocarse en paralelo con un condensador de poliéster o polipropileno mucho más pequeño. El electrolítico de aluminio dará lo pequeño\(X_C\) necesario a frecuencias más bajas, y cuando comienza a comportarse menos idealmente a frecuencias más altas, el condensador de poli de mayor calidad lo deriva efectivamente y extiende el rango de operación. El resultado es casi tan efectivo como el único condensador grande y de alta calidad, pero mucho menos costoso.

    Referencias

    1 Como brocas de alambre, papel de aluminio, pequeños pernos o tornillos, etc. solo pregúntele a cualquier técnico de reparación experimentado.

    2 No debe confundirse con la salida cuasi-complementaria de la cual solo tenemos cosas parcialmenteagradables que decir.

    3 Bien, no enorme, pero probablemente todavía lo suficientemente fuerte como para oscurecer las sirenas de los vehículos de emergencia hasta que estén justo detrás de ti.

    4 ¡Oopsy!


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