8.13: Consideraciones prácticas de amplificador operacional

Los amplificadores operacionales reales tienen algunas imperfecciones en comparación con un modelo “ideal”. Un dispositivo real se desvía de un amplificador de diferencia perfecta. Uno menos uno puede no ser cero. Puede tener un desplazamiento como un medidor analógico el cual no está puesto a cero. Las entradas pueden extraer corriente. Las características pueden derivar con la edad y la temperatura. La ganancia se puede reducir a altas frecuencias, y la fase puede cambiar de entrada a salida. Estas imperfección pueden provocar errores no perceptibles en algunas aplicaciones, errores inaceptables en otras. En algunos casos estos errores pueden ser compensados. A veces se requiere un dispositivo de mayor calidad y mayor costo.

Ganancia de modo común

Como se indicó anteriormente, un amplificador diferencial ideal solo amplifica la diferencia de voltaje entre sus dos entradas. Si las dos entradas de un amplificador diferencial se cortotaran juntas (asegurando así una diferencia de potencial cero entre ellas), no debería haber ningún cambio en el voltaje de salida para ninguna cantidad de voltaje aplicado entre esas dos entradas cortocircuitadas y tierra:

El voltaje que es común entre cualquiera de las entradas y tierra, como en este caso es “V _{modo común}”, se denomina voltaje de modo común. A medida que variamos este voltaje común, el voltaje de salida del amplificador diferencial perfecto debe mantenerse absolutamente estable (sin cambios en la salida para ningún cambio arbitrario en la entrada de modo común). Esto se traduce en una ganancia de voltaje de modo común de cero.

El amplificador operacional, al ser un amplificador diferencial con alta ganancia diferencial, idealmente también tendría cero ganancia en modo común. En la vida real, sin embargo, esto no se logra fácilmente. Por lo tanto, los voltajes de modo común tendrán invariablemente algún efecto sobre el voltaje de salida del amplificador operacional.

El rendimiento de un amplificador operacional real en este sentido se mide más comúnmente en términos de su ganancia de voltaje diferencial (cuánto amplifica la diferencia entre dos voltajes de entrada) versus su ganancia de voltaje de modo común (cuánto amplifica un voltaje de modo común). La relación entre el primero y el segundo se denomina relación de rechazo en modo común, abreviado como CMRR:

Un amplificador operacional ideal, con cero ganancia en modo común tendría un CMRR infinito. Los amplificadores operacionales reales tienen CMRR altos, el ubicuo 741 tiene algo alrededor de 70 dB, lo que resulta un poco más de 3,000 en términos de una proporción.

Debido a que la relación de rechazo de modo común en un amplificador operacional típico es tan alta, la ganancia de modo común generalmente no es una gran preocupación en los circuitos donde el amplificador operacional se usa con retroalimentación negativa. Si el voltaje de entrada de modo común de un circuito amplificador cambiara repentinamente, produciendo así un cambio correspondiente en la salida debido a la ganancia de modo común, ese cambio en la salida se corregiría rápidamente a medida que funcionaba la retroalimentación negativa y la ganancia diferencial (siendo mucho mayor que la ganancia de modo común) para que el sistema vuelva al equilibrio. Efectivamente, podría verse un cambio en la salida, pero sería mucho más pequeño de lo que cabría esperar.

Sin embargo, una consideración a tener en cuenta es la ganancia de modo común en circuitos diferenciales de amplificador operacional, como los amplificadores de instrumentación. Fuera del paquete sellado del amplificador operacional y una ganancia diferencial extremadamente alta, podemos encontrar una ganancia de modo común introducida por un desequilibrio de los valores de la resistencia. Para demostrarlo, realizaremos un análisis SPICE en un amplificador de instrumentación con entradas en cortocircuito (sin voltaje diferencial), imponiendo una tensión de modo común para ver qué sucede. Primero, realizaremos el análisis que muestra el voltaje de salida de un circuito perfectamente equilibrado. Deberíamos esperar no ver ningún cambio en el voltaje de salida ya que cambia el voltaje de modo común:

Aparte de desviaciones muy pequeñas (en realidad debido a peculiaridades de SPICE en lugar del comportamiento real del circuito), la salida permanece estable donde debería estar: a 0 voltios, con diferencial de voltaje de entrada cero. Sin embargo, introduzcamos un desequilibrio de resistencia en el circuito, aumentando el valor de R ₅ de 10,000 Ω a 10,500 Ω, y veamos qué sucede (la netlist se ha omitido por brevedad, lo único alterado es el valor de R ₅):

Nuestro diferencial de voltaje de entrada sigue siendo cero voltios, sin embargo, el voltaje de salida cambia significativamente a medida que se cambia el voltaje de modo común. Esto es indicativo de una ganancia en modo común, algo que estamos tratando de evitar. Más que eso, es una ganancia de modo común de nuestra propia creación, que no tiene nada que ver con las imperfecciones en los propios amplificadores operacionales. Con una ganancia diferencial muy templada (en realidad igual a 3 en este circuito en particular) y sin retroalimentación negativa fuera del circuito, esta ganancia de modo común quedará desmarcada en una aplicación de señal de instrumento.

Solo hay una manera de corregir esta ganancia de modo común, y es equilibrar todos los valores de resistencia. Al diseñar un amplificador de instrumentación a partir de componentes discretos (en lugar de comprar uno en un paquete integrado), es aconsejable proporcionar algunos medios para hacer ajustes finos a al menos una de las cuatro resistencias conectadas al amplificador operacional final para poder “recortar” cualquier ganancia de modo común. Proporcionar los medios para “recortar” la red de resistencias también tiene beneficios adicionales. Supongamos que todos los valores de resistencia son exactamente como deberían ser, pero existe una ganancia de modo común debido a una imperfección en uno de los amplificadores operacionales. Con la provisión de ajuste, la resistencia podría ser recortada para compensar esta ganancia no deseada.

Una peculiaridad de algunos modelos de amplificador operacional es el de bloqueo de salida, generalmente causado por el voltaje de entrada de modo común que excede los límites permitidos. Si el voltaje de modo común cae fuera de los límites especificados por el fabricante, la salida puede “enclavarse” repentinamente en el modo alto (saturarse a voltaje de salida completo). En los amplificadores operacionales de entrada JFET, puede producirse un bloqueo si el voltaje de entrada de modo común se acerca demasiado al voltaje negativo del riel de la fuente de alimentación. En el amplificador operacional TL082, por ejemplo, esto ocurre cuando el voltaje de entrada de modo común se encuentra dentro de aproximadamente 0.7 voltios del voltaje negativo del riel de la fuente de alimentación. Tal situación puede ocurrir fácilmente en un circuito de fuente única, donde el riel de fuente de alimentación negativa está conectado a tierra (0 voltios), y la señal de entrada es libre de oscilar a 0 voltios.

El enganche también puede ser activado por el voltaje de entrada de modo común que excede los voltajes del riel de la fuente de alimentación, negativos o positivos. Como regla general, nunca debe permitir que el voltaje de entrada se eleve por encima del voltaje positivo del riel de la fuente de alimentación, ni se hunda por debajo del voltaje negativo del riel de la fuente de alimentación, incluso si el amplificador operacional en cuestión está protegido contra el bloqueo (como lo son los modelos 741 y 1458 op-amp). Por lo menos, el comportamiento del amplificador operacional puede volverse impredecible. En el peor de los casos, el tipo de bloqueo activado por voltajes de entrada que exceden los voltajes de la fuente de alimentación puede ser destructivo para el amplificador operacional.

Si bien este problema puede parecer fácil de evitar, su posibilidad es más probable de lo que piensas. Considere el caso de un circuito amplificador operacional durante el encendido. Si el circuito recibe voltaje de señal de entrada completo antes de que su propia fuente de alimentación haya tenido tiempo suficiente para cargar los condensadores del filtro, el voltaje de entrada de modo común puede exceder fácilmente los voltajes del riel de la fuente de alimentación por un corto tiempo. Si el amplificador operacional recibe voltaje de señal de un circuito suministrado por una fuente de alimentación diferente, y su propia fuente de alimentación falla, ¡los voltajes de la señal pueden exceder los voltajes del riel de la fuente de alimentación durante un tiempo indefinido!

Voltaje Offset

Otra preocupación práctica para el rendimiento del amplificador operacional es la compensación de voltaje. Es decir, efecto de tener el voltaje de salida algo distinto a cero voltios cuando los dos terminales de entrada se cortocircuitan juntos. Recuerda que los amplificadores operacionales son amplificadores diferenciales sobre todo: se supone que amplifican la diferencia de voltaje entre las dos conexiones de entrada y nada más. Cuando esa diferencia de voltaje de entrada es exactamente cero voltios, esperaríamos (idealmente) tener exactamente cero voltios presentes en la salida. No obstante, en el mundo real esto rara vez sucede. Incluso si el amplificador operacional en cuestión tiene ganancia de modo común cero (CMRR infinito), el voltaje de salida puede no estar en cero cuando ambas entradas están en cortocircuito juntas. Esta desviación de cero se llama offset.

Un amplificador operacional perfecto emitiría exactamente cero voltios con sus dos entradas en cortocircuito y conectadas a tierra. Sin embargo, la mayoría de los amplificadores operacionales disponibles conducirán sus salidas a un nivel saturado, ya sea negativo o positivo. En el ejemplo mostrado anteriormente, el voltaje de salida está saturado a un valor de 14.7 voltios positivos, solo un poco menos de +V (+15 voltios) debido al límite de saturación positiva de este amplificador operacional en particular. Debido a que el desplazamiento en este amplificador operacional está conduciendo la salida a un punto completamente saturado, no hay forma de decir cuánto desplazamiento de voltaje está presente en la salida. Si la fuente de alimentación dividida +V/-V fuera de un voltaje lo suficientemente alto, quién sabe, ¡tal vez la salida sería de varios cientos de voltios de una manera u otra debido a los efectos del offset!

Por esta razón, el voltaje de compensación generalmente se expresa en términos de la cantidad equivalente de diferencial de voltaje de entrada produciendo este efecto. En otras palabras, imaginamos que el amplificador operacional es perfecto (sin compensación alguna), y se está aplicando un pequeño voltaje en serie con una de las entradas para forzar el voltaje de salida de una manera u otra lejos de cero. Siendo que las ganancias diferenciales de amplificador operacional son tan altas, la cifra de “voltaje de compensación de entrada” no tiene que ser mucho para dar cuenta de lo que vemos con las entradas en cortocircuito:

El voltaje de compensación tenderá a introducir pequeños errores en cualquier circuito de amplificador operacional. Entonces, ¿cómo lo compensamos? A diferencia de la ganancia de modo común, generalmente hay provisiones hechas por el fabricante para recortar el desplazamiento de un amplificador operacional empaquetado. Por lo general, dos terminales adicionales en el paquete op-amp están reservados para conectar un potenciómetro externo “trim”. Estos puntos de conexión se etiquetan como offset null y se utilizan de esta manera general:

En amplificadores operacionales individuales como los 741 y 3130, los puntos de conexión nulos de compensación son los pines 1 y 5 en el paquete DIP de 8 pines. Otros modelos de amplificador operacional pueden tener las conexiones nulas compensadas ubicadas en diferentes pines y/o requerir una configuración ligeramente diferente de la conexión del potenciómetro de ajuste. ¡Algunos amplificadores operacionales no proporcionan pines nulos compensados en absoluto! Consulte las especificaciones del fabricante para obtener más detalles.

Corriente de polarización

Las entradas en un amplificador operacional tienen impedancias de entrada extremadamente altas. Es decir, las corrientes de entrada que entran o salen de las dos conexiones de señal de entrada de un amplificador operacional son extremadamente pequeñas. Para la mayoría de los propósitos del análisis de circuitos de amplificador operacional, los tratamos como si no existieran en absoluto. Analizamos el circuito como si hubiera absolutamente cero corriente entrando o saliendo de las conexiones de entrada.

Este cuadro idílico, sin embargo, no es del todo cierto. Los amplificadores operacionales, especialmente aquellos amplificadores operacionales con entradas de transistores bipolares, tienen que tener cierta cantidad de corriente a través de sus conexiones de entrada para que sus circuitos internos estén correctamente polarizados. Estas corrientes, lógicamente, se denominan corrientes de polarización. Bajo ciertas condiciones, las corrientes de polarización de amplificador operacional pueden ser problemáticas. El siguiente circuito ilustra una de esas condiciones problemáticas:

A primera vista, no vemos problemas aparentes con este circuito. Un termopar, que genera un pequeño voltaje proporcional a la temperatura (en realidad, un voltaje proporcional a la diferencia de temperatura entre la unión de medición y la unión de “referencia” formada cuando los cables del termopar de aleación se conectan con los cables de cobre que conducen al amplificador operacional) impulsa el amplificador operacional, ya sea positivo o negativo. En otras palabras, se trata de una especie de circuito comparador, que compara la temperatura entre la unión final del termopar y la unión de referencia (cerca del amplificador operacional). El problema es este: el bucle de cable formado por el termopar no proporciona una trayectoria para ambas corrientes de polarización de entrada, porque ambas corrientes de polarización están tratando de ir de la misma manera (ya sea dentro del amplificador operacional o fuera de él).

Para que este circuito funcione correctamente, debemos conectar a tierra uno de los cables de entrada, proporcionando así un camino hacia (o desde) tierra para ambas corrientes:

No necesariamente un problema obvio, ¡sino uno muy real!

Otra forma en que las corrientes de polarización de entrada pueden causar problemas es al disminuir los voltajes no deseados en las resistencias del circuito. Tomemos este circuito por ejemplo:

Esperamos que un circuito seguidor de voltaje como el anterior reproduzca el voltaje de entrada precisamente en la salida. Pero, ¿qué pasa con la resistencia en serie con la fuente de voltaje de entrada? _{Si hay alguna corriente de polarización a través de la entrada no inversora (+), caerá algo de voltaje a través de R adentro, haciendo así que el voltaje en la entrada no inversora sea desigual al valor de V real.} Las corrientes de polarización suelen estar en el rango de microamperios, por lo que la caída de voltaje a través de R _in no será mucho, a menos que R _in sea muy grande. Un ejemplo de una aplicación donde la resistencia de entrada (R _in) sería muy grande es la de los electrodos de sonda de pH, donde un electrodo contiene una barrera de vidrio permeable a los iones (un conductor muy pobre, con millones de Ω de resistencia).

Si realmente estuviéramos construyendo un circuito de amplificador operacional para la medición de voltaje de electrodo de pH, probablemente querríamos usar un amplificador operacional de entrada FET o MOSFET (IGFET) en lugar de uno construido con transistores bipolares (para menos corriente de polarización de entrada). Pero aún así, las ligeras corrientes de polarización que puedan quedar pueden provocar que ocurran errores de medición, por lo que tenemos que encontrar alguna manera de mitigarlas a través de un buen diseño.

Una forma de hacerlo se basa en el supuesto de que las dos corrientes de polarización de entrada serán las mismas. En realidad, suelen estar cerca de ser los mismos, la diferencia entre ellos se conoce como la corriente de compensación de entrada. Si son iguales, entonces deberíamos poder cancelar los efectos de la caída de voltaje de resistencia de entrada insertando una cantidad igual de resistencia en serie con la otra entrada, así:

Con la resistencia adicional añadida al circuito, el voltaje de salida estará más cerca de V _in que antes, incluso si hay algún desplazamiento entre las dos corrientes de entrada.

Para circuitos amplificadores invertidos y no inversores, la resistencia de compensación de corriente de polarización se coloca en serie con la entrada no inversora (+) para compensar las caídas de voltaje de corriente de polarización en la red divisora:

En cualquier caso, el valor de la resistencia compensadora se determina calculando el valor de resistencia paralela de _R1 y _R2. ¿Por qué el valor es igual al equivalente paralelo de R ₁ y R ₂? _{Al usar el Teorema de Superposición para calcular cuánta caída de voltaje será producida por la corriente de polarización de la entrada inversora (-), tratamos la corriente de polarización como si viniera de una fuente de corriente dentro del amplificador operacional y cortocircuitamos todas las fuentes de voltaje (entrada y salida V).} Esto da dos trayectorias paralelas para la corriente de polarización (a través de _R1 y a través de _R2, ambas a tierra). Queremos duplicar el efecto de la corriente de polarización en la entrada no inversora (+), por lo que el valor de resistencia que elegimos insertar en serie con esa entrada debe ser igual a R ₁ en paralelo con _R2.

Un problema relacionado, ocasionalmente experimentado por estudiantes que recién aprenden a construir circuitos amplificadores operativos, es causado por la falta de una conexión a tierra común a la fuente de alimentación. Es imperativo para la función apropiada del amplificador operacional que algún terminal de la fuente de alimentación de CC sea común a la conexión “a tierra” de la (s) señal (s) de entrada. Esto proporciona una trayectoria completa para las corrientes de polarización, la (s) corriente (s) de retroalimentación y para la corriente de carga (salida). Tome esta ilustración del circuito, por ejemplo, que muestra una fuente de alimentación correctamente conectada a tierra:

Aquí, las flechas denotan la trayectoria del flujo de electrones a través de las baterías de la fuente de alimentación, tanto para alimentar el circuito interno del amplificador operacional (el “potenciómetro” dentro de él que controla el voltaje de salida), como para alimentar el bucle de retroalimentación de las resistencias _R1 y _R2. Supongamos, sin embargo, que se iba a quitar la conexión a tierra para esta fuente de alimentación de CC “dividida”. El efecto de hacer esto es profundo:

Ningún electrón puede fluir dentro o fuera del terminal de salida del amplificador operacional, porque el camino a la fuente de alimentación es un “callejón sin salida”. Por lo tanto, no fluyen electrones a través de la conexión a tierra a la izquierda de _R1, ni a través del bucle de retroalimentación. Esto efectivamente hace que el amplificador operacional sea inútil: no puede mantener la corriente a través del bucle de retroalimentación, ni a través de una carga puesta a tierra, ya que no hay conexión desde ningún punto de la fuente de alimentación a tierra.

Las corrientes de polarización también se detienen, porque dependen de un camino hacia la fuente de alimentación y de regreso a la fuente de entrada a través de tierra. El siguiente diagrama muestra las corrientes de polarización (solo), a medida que pasan a través de los terminales de entrada del amplificador operacional, a través de los terminales base de los transistores de entrada, y eventualmente a través de los terminales de fuente de alimentación y de regreso a tierra.

Sin una referencia de tierra en la fuente de alimentación, las corrientes de polarización no tendrán una trayectoria completa para un circuito, y se detendrán. Dado que los transistores de unión bipolar son dispositivos controlados por corriente, esto hace que la etapa de entrada del amplificador operacional también sea inútil, ya que ambos transistores de entrada serán forzados a cortar por la falta completa de corriente base.

Revisar

• Las entradas de amplificador operacional generalmente conducen corrientes muy pequeñas, llamadas corrientes de polarización, necesarias para polarizar adecuadamente la primera etapa de amplificador de transistor interna a la circuitería de los amplificadores operacionales. Las corrientes de polarización son pequeñas (en el rango de microamperios), pero lo suficientemente grandes como para causar problemas en algunas aplicaciones.
• Las corrientes de polarización en ambas entradas deben tener trayectorias para fluir a cualquiera de los “rieles” de la fuente de alimentación o a tierra. No basta con tener una trayectoria conductora de una entrada a la otra.
• Para cancelar cualquier voltaje de compensación causado por la corriente de polarización que fluye a través de las resistencias, simplemente agregue una resistencia equivalente en serie con la otra entrada de amplificador operacional (llamada resistencia de compensación). Esta medida correctiva se basa en el supuesto de que las dos corrientes de polarización de entrada serán iguales.
• Cualquier desigualdad entre las corrientes de polarización en un amplificador operacional constituye lo que se llama una corriente de compensación de entrada.
• Es esencial para el correcto funcionamiento del amplificador operacional que haya una referencia de tierra en algún terminal de la fuente de alimentación, para formar rutas completas para corrientes de polarización, corriente (es) de retroalimentación y corriente de carga.

Deriva

Al ser dispositivos semiconductores, los amplificadores operacionales están sujetos a ligeros cambios en el comportamiento con cambios en la temperatura de funcionamiento. Cualquier cambio en el rendimiento del amplificador operacional con la temperatura cae dentro de la categoría de deriva de amplificador operacional. Los parámetros de deriva se pueden especificar para corrientes de polarización, voltaje de compensación y similares. Consulte la hoja de datos del fabricante para obtener detalles sobre cualquier amplificador operacional en particular.

Para minimizar la deriva de amplificador operacional, podemos seleccionar un amplificador operacional hecho para tener una deriva mínima, y/o podemos hacer todo lo posible para mantener la temperatura de funcionamiento lo más estable posible. Esta última acción puede implicar proporcionar alguna forma de control de temperatura para el interior del equipo que aloja el amplificador operacional. Esto no es tan extraño como puede parecer primero. Los generadores de referencia de voltaje de precisión estándar de laboratorio, por ejemplo, a veces se sabe que emplean “hornos” para mantener sus componentes sensibles (como los diodos zener) a temperaturas constantes. Si se desea una precisión extremadamente alta sobre los factores habituales de costo y flexibilidad, esta puede ser una opción que valga la pena considerar.

Revisar

• Los amplificadores operacionales, al ser dispositivos semiconductores, son susceptibles a variaciones de temperatura. Cualquier variación en el rendimiento del amplificador resultante de los cambios en la temperatura se conoce como deriva. La deriva se minimiza mejor con el control de temperatura ambiental.

Respuesta de frecuencia

Con sus ganancias de voltaje diferencial increíblemente altas, los amplificadores operacionales son los principales candidatos para un fenómeno conocido como oscilación de retroalimentación. Probablemente hayas escuchado el efecto de audio equivalente cuando el volumen (ganancia) en una dirección pública u otro sistema amplificador de micrófono se vuelve demasiado alto: ese chillido agudo resultante de la forma de onda del sonido “retroalimentándose” a través del micrófono para ser amplificado nuevamente. Un circuito de amplificador operacional puede manifestar este mismo efecto, con la retroalimentación sucediendo eléctricamente en lugar de audiblemente.

Un ejemplo de caso de esto se ve en el amplificador operacional 3130, si está conectado como un seguidor de voltaje con el mínimo desnudo de conexiones de cableado (las dos entradas, salida, y las conexiones de la fuente de alimentación). La salida de este amplificador operacional se autooscilará debido a su alta ganancia, sin importar cuál sea el voltaje de entrada. Para combatir esto, se debe conectar un pequeño condensador de compensación a dos terminales especialmente proporcionados en el amplificador operacional. El condensador proporciona una ruta de alta impedancia para que se produzca retroalimentación negativa dentro de los circuitos del amplificador operacional, disminuyendo así la ganancia de CA e inhibiendo oscilaciones no deseadas. Si el amplificador operacional se está utilizando para amplificar señales de alta frecuencia, este condensador de compensación puede no ser necesario, pero es absolutamente esencial para el funcionamiento de la señal de CC o CA de baja frecuencia.

Algunos amplificadores operacionales, como el modelo 741, tienen un condensador de compensación incorporado para minimizar la necesidad de componentes externos. Esta simplicidad mejorada no está exenta de costo: debido a la presencia de ese condensador dentro del amplificador operacional, la retroalimentación negativa tiende a hacerse más fuerte a medida que aumenta la frecuencia de operación (la reactancia del condensador disminuye con frecuencias más altas). Como resultado, la ganancia de voltaje diferencial del amplificador operacional disminuye a medida que aumenta la frecuencia: se convierte en un amplificador menos efectivo a frecuencias más altas.

Los fabricantes de amplificadores operacionales publicarán las curvas de respuesta de frecuencia para sus productos. Dado que una ganancia diferencial suficientemente alta es absolutamente esencial para una buena operación de retroalimentación en circuitos de amplificador operacional, la respuesta de ganancia/frecuencia de un amplificador operacional limita efectivamente su “ancho de banda” de operación. El diseñador de circuitos debe tener esto en cuenta si se quiere mantener un buen rendimiento sobre el rango requerido de frecuencias de señal.

Revisar

• Debido a las capacitancias dentro de los amplificadores operacionales, su ganancia de voltaje diferencial tiende a disminuir a medida que aumenta la frecuencia de entrada. Las curvas de respuesta de frecuencia para amplificadores operacionales están disponibles en el fabricante.

Desplazamiento de fase de entrada a salida

Para ilustrar el cambio de fase de entrada a salida de un amplificador operacional (op-amp), se probó el OPA227 en nuestro laboratorio. El OPA227 se construyó en una configuración típica no inversora (Figura a continuación).

OPA227 Etapa no inversora

La configuración del circuito requiere una ganancia de señal de 34 V/V o 50 dB. La excitación de entrada a Vsrc se fijó en 10 MvP, y tres frecuencias de interés: 2.2 kHz, 22 kHz y 220 MHz. La ganancia de bucle abierto y la curva de fase vs. frecuencia del OPA227 se muestran en la figura siguiente.

Gráfica de _V y Φ frente a frecuencia

Para ayudar a predecir el desplazamiento de fase de bucle cerrado de entrada a salida, podemos usar la ganancia de bucle abierto y la curva de fase. Dado que la configuración del circuito requiere una ganancia de bucle cerrado, o 1/β, de 50 dB, la curva de ganancia de bucle cerrado cruza la curva de ganancia de bucle abierto a aproximadamente 22 kHz. Después de esta intersección, la curva de ganancia de bucle cerrado se balancea a los 20 dB/década típicos para los amplificadores de retroalimentación de voltaje, y sigue la curva de ganancia de bucle abierto.

Lo que realmente está funcionando aquí es que la retroalimentación negativa del bucle cerrado modifica la respuesta de bucle abierto. Al cerrar el bucle con retroalimentación negativa se establece un polo de bucle cerrado a 22 kHz. Al igual que el polo dominante en la curva de fase de bucle abierto, esperaremos un cambio de fase en la respuesta de bucle cerrado. ¿Cuánto desplazamiento de fase veremos?

Dado que el nuevo polo está ahora en 22 kHz, este es también el punto de -3 dB ya que el polo comienza a rodar de nuevo del bucle cerrado a 20 dB por década como se indicó anteriormente. Al igual que con cualquier polo en la teoría básica del control, el cambio de fase comienza a ocurrir una década en frecuencia antes del polo, y termina a 90 ^o de cambio de fase una década en frecuencia después del polo. Entonces, ¿qué predice esto para la respuesta de bucle cerrado en nuestro circuito?

Esto predecirá el desplazamiento de fase a partir de 2.2 kHz, con 45 ^o de desplazamiento de fase en el punto de -3 dB de 22 kHz, y finalmente finalizando con 90 ^o de desplazamiento de fase a 220 kHz. Las tres figuras que se muestran a continuación son capturas de osciloscopio a las frecuencias de interés para nuestro circuito OPA227. La figura a continuación se establece para 2.2 kHz, y no hay desplazamiento de fase notable presente. La figura a continuación se establece para 220 kHz, y se registra 45 ^o de desplazamiento de fase. Finalmente, la figura a continuación se establece para 220 MHz, y se registra el ± 90 ^o esperado de desplazamiento de fase. Las parcelas de alcance se capturaron usando un LeCroy 44x Wavesurfer. La gráfica de alcance final utilizó una sonda x1 con el disparador establecido en rechazo de HF.

OPA227 AV=50dB a 2.2 kHz

OPA227 AV=50dB a 22 kHz

OPA227 AV=50dB a 220 kHz