8.3: Reguladores Lineales

Si el elemento de control de un regulador opera en su región lineal, se dice que el regulador es un regulador lineal. La mayoría de los CI reguladores lineales son tipos de modo serie. Las principales ventajas de los reguladores lineales son su facilidad de uso y precisión de control. Su principal desventaja es la baja eficiencia.

Un regulador lineal básico se muestra en la Figura\(\PageIndex{1}\). El elemento de control en serie es el transistor\(Q_1\). Este componente se conoce con mayor frecuencia como transistor de paso, ya que permite que la corriente pase a través de la carga. El transistor de paso es accionado por el amplificador operacional. El trabajo del transistor de paso es amplificar la corriente de salida del amplificador operacional. El amplificador operacional monitorea constantemente sus dos entradas. La entrada no inversora ve el voltaje Zener del dispositivo\(D_1\). \(R_1\)se utiliza para sesgar adecuadamente\(D_1\). La entrada de inversión del amplificador operacional ve la caída de voltaje a través\(R_3\). Tenga en cuenta eso\(R_2\) y\(R_3\) conformar un divisor de voltaje con\(V_{load}\) como fuente del divisor. Recordando los conceptos básicos de la retroalimentación negativa, recuerde que el amplificador operacional producirá suficiente corriente para mantener sus dos entradas aproximadamente al mismo nivel, manteniéndose así\(V_{error}\) en cero. En otras palabras, el voltaje transversal\(R_3\) debe ser igual al potencial Zener. Siempre y cuando el amplificador operacional tenga una capacidad de corriente de salida lo suficientemente alta, esta igualdad se mantendrá. Tenga en cuenta que la\(V_{BE}\) caída producida por\(Q_1\) es compensada, ya que está dentro del bucle de retroalimentación. La diferencia entre la señal de entrada filtrada y la final\(V_{load}\) se cae a través del colector/emisor de\(Q_1\).

Figura\(\PageIndex{1}\): Regulador lineal de amplificador operacional básico.

En esencia, el circuito de la Figura\(\PageIndex{1}\) es un amplificador no inversor. \(V_{zener}\)es el potencial de entrada,\(R_2\) y y\(R_3\) tomar el lugar de las resistencias\(R_f\) y\(R_i\), respectivamente. \(V_{load}\)se encuentra usando una variación de la fórmula de ganancia básica:

\[ V_{load} = V_{zener} \frac{R_2+ R_3}{R_3} \label{8.3} \]

Al elegir las relaciones apropiadas de resistencias junto con un Zener adecuado, se puede lograr una amplia gama de potenciales de salida. Tenga en cuenta que el amplificador operacional se alimenta desde la entrada no regulada. Cualquier ondulación que exista en esta línea difícilmente afectará la función del amplificador operacional. La ondulación se reducirá por la PSRR (relación de rechazo de fuente de alimentación) del amplificador operacional. La resistencia de polarización Zener\(R_1\),, se elige para que establezca una corriente que garantice la conducción Zener. Esto suele estar en el rango bajo de miliamperios.

Ejemplo\(\PageIndex{1}\)

Determinar la salida de la Figura\(\PageIndex{1}\) si\(R_1 = 5 k\Omega\),\(R_2 = 20 k\Omega\),\(R_3 = 10 k\Omega\) y\(V_{zener} = 3.9 V\). Supongamos que la entrada filtrada es de 20 V CC con no más de 3 V de rizado de pico a pico.

Primero, tenga en cuenta que la señal de entrada varía entre un mínimo de 18.5 V y un máximo de 21.5 V (pico de 20\(\pm\) V 1.5V). Siempre y cuando el circuito no intente producir más del voltaje mínimo de entrada y siempre y cuando se cumplan todos los límites de disipación de corriente y potencia, todo debería funcionar correctamente.

\[ V_{load} = V_{zener} \frac{R_2+ R_3}{R_3} \nonumber \]

\[ V_{load} = 3.9 V \times \frac{20 k+10 k}{10 k} \nonumber \]

\[ V_{load} = 11.7 V \nonumber \]

Debido a la\(V_{BE}\) caída, el amplificador operacional necesita producir aproximadamente 0.7 V más que esto. Además, tenga en cuenta que ahora se puede encontrar la corriente Zener.

\[ I_{zener} = \frac{V_{load} − V_{zener}}{R_1} \nonumber \]

\[ I_{zener} = \frac{11.7 V−3.9 V}{5 k} \nonumber \]

\[ I_{zener} = 1.56 mA \nonumber \]

Este es un valor razonable.

Ejemplo\(\PageIndex{2}\)

Determine la disipación de potencia para\(Q_1\) y la eficiencia del circuito para Ejemplo\(\PageIndex{1}\) si la resistencia de carga efectiva es 20\(\Omega\).

En primer lugar, se\(I_{load}\) debe determinar.

\[ I_{load} = \frac{V_{load}}{R_{load}} \nonumber \]

\[ I_{load} = \frac{11.7 V}{20} \nonumber \]

\[ I_{load} = 0.585A \nonumber \]

La disipación de\(Q_1\) es el producto de la corriente que pasa a través de él y el voltaje a través de él. La corriente pasante\(Q_1\) es la corriente de carga. El voltaje transversal\(Q_1\) es la diferencia entre la salida del filtro y la tensión de carga. Debido a que la salida del filtro contiene una señal de CA relativamente pequeña que circula en CC, el promedio será igual al valor de CC, en este caso, 20 V.

\[ V_{CE} = V_C − V_E \nonumber \]

\[ V_{CE} = 20 V − 11.7 V \nonumber \]

\[ V_{CE} = 8.3 V \nonumber \]

\[ P_D = I_C V_{CE} \nonumber \]

\[ P_D = 0.585 A\times 8.3 V \nonumber \]

\[ P_D = 4.86 W \nonumber \]

Entonces, el transistor de paso debe disipar 4.86 W y tolerar una corriente de 0.585 amperios. El voltaje máximo colector-emisor se producirá en la entrada de pico de 21.5 V. Por lo tanto, el diferencial máximo es 9.8 V.

Finalmente, tenga en cuenta que una salida de 0.585 amperios requeriría un mínimo\(\beta\) de

\[ \beta = \frac{I_C}{I_B} \nonumber \]

\[ \beta = \frac{585 mA}{20 mA} \nonumber \]

\[ \beta = 29.25 \nonumber \]

Esto supone que el amplificador operacional puede producir 20 mA y también ignora las pequeñas corrientes Zener y del divisor de voltaje en la salida.

En lo que respecta a la eficiencia, es necesario calcular la potencia de entrada y la potencia de carga. Para la potencia de carga,

\[ P_{load} = I_{load} V_{load} \nonumber \]

\[ P_{load} = .585 A\times 11.7 V \nonumber \]

\[ P_{load} = 6.844 W \nonumber \]

Ignorando los requisitos de corriente del amplificador operacional, Zener y\(R_2/R_3\) divisor, la corriente suministrada es igual a 0.585 A. El voltaje de entrada promedio es de 20 V.

\[ P_{in} = I_{in} V_{in} \nonumber \]

\[ P_{in} = 0.585 A\times 20 V \nonumber \]

\[ P_{in} = 11.7 W \nonumber \]

Eficiencia,\(\eta \), se define como la relación entre la salida útil y la entrada requerida, por lo que,

\[ \eta = \frac{P_{load}}{P_{in}} \nonumber \]

\[ \eta = \frac{6.844 W}{11.7 W} \nonumber \]

\[ \eta = 0.585 \ or \ 58.5 \% \nonumber \]

Por lo tanto, se desperdicia 41.5% de la potencia de entrada. Para minimizar el desperdicio y maximizar la eficiencia, el voltaje diferencial de entrada/salida debe ser lo más pequeño posible. Para un correcto funcionamiento del amplificador operacional y el transistor de paso, esto generalmente significa que es imposible un diferencial inferior a 2 a 3 V. En consecuencia, esta forma de regulación es muy ineficiente cuando la fuente de alimentación debe producir bajos niveles de voltaje de salida.

Simulación por Computadora

En la Figura se muestra una simulación Multisim de un regulador lineal basado en op amp\(\PageIndex{1}\), como el de la Figura\(\PageIndex{2}\). La señal de entrada es de 20 V promedio, con una onda sinusoidal pico de 120 Hz 2 V montando sobre ella representando ondulación. Se utiliza un amplificador operacional 741 como elemento de comparación junto con un transistor genérico para el dispositivo de paso. La referencia es un diodo Zener de 5.2 V. Dados los valores del circuito, un cálculo manual muestra

\[ V_{out} = V_{zener} ( 1+ \frac{R_f}{R_i} ) \nonumber \]

\[ V_{out} = 5.2 V \times ( 1+ \frac{14k}{11k} ) \nonumber \]

\[ V_{out} = 11.8 V \nonumber \]

La gráfica de salida indica una salida constante a aproximadamente 12.6 V. La discrepancia puede atribuirse a la naturaleza no ideal del diodo Zener (por ejemplo, su resistencia interna). De hecho, la solución inicial indica que el potencial Zener (nodo 5) es aproximadamente 5.5 V. Una especificación más precisa del diodo Zener (en particular, los parámetros BV e IBV) resultaría en una predicción mucho más cercana. Otra forma de ver esto es decir que la especificación Zener 5.2 V está demasiado por debajo del punto de sesgo real de Zener para la máxima precisión (es decir, el cálculo manual es algo descuidado y es, por lo tanto, el que está en error). Aparte de esta discrepancia menor, la gráfica de dominio de tiempo muestra la estabilidad de la señal de salida a pesar de las variaciones de entrada considerables.

Figura\(\PageIndex{2a}\): Regulador de amplificador operacional en Multisim.

Figura\(\PageIndex{2b}\): Formas de onda de entrada y salida de Multisim.

8.3.1: Tres dispositivos terminales

En un esfuerzo por hacer el trabajo del diseñador cada vez más fácil, los fabricantes proporcionan circuitos como el que se muestra en la Figura\(\PageIndex{1}\) en un solo paquete. Si te das cuenta, el circuito realmente necesita solo tres pines con los que conectarse al mundo exterior: entrada desde el filtro, tierra y salida. Estos dispositivos se conocen comúnmente como reguladores de tres pines, apenas una etiqueta de nombre creativa, pero al menos descriptivos. Hay varios dispositivos diferentes disponibles para diferentes demandas de disipación de corriente y potencia.

Una familia típica de dispositivos de “3 pines” es LM340-XX/LM78XX y LM360- XX/LM79XX. La serie LM340-XX/LM78XX es para salidas positivas, mientras que la serie LM360-XX/LM79XX produce salidas negativas. El “XX” indica la tensión nominal de carga. Por ejemplo, el LM340-05 es un regulador de +5 V, mientras que el LM7912 es una unidad de -12 V. Los tamaños más populares son las unidades de 5, 12 y 15 V. Por simplicidad, la serie se denominará LM78XX de aquí en adelante.

En la Figura se muestra una hoja de datos para la serie LM78XX\(\PageIndex{3}\). Este regulador viene en varias variantes, incluidas las versiones TO-3, TO-220 y de montaje en superficie. La versión de carcasa TO-3 ofrece una capacidad de disipación de energía algo mayor. Hay disponibles corrientes de salida superiores a 1 A. Como nota al margen, para cargas más ligeras con menores demandas de corriente, se puede usar el LM78LXX. Este regulador ofrece una salida de 100 mA y viene en una variedad de paquetes.

Figura\(\PageIndex{3a}\): Hoja de datos LM78XX.

Figura\(\PageIndex{3b}\): Ficha técnica LM78XX (continuación). Reimpreso cortesía de Texas Instrutments

El límite práctico de disipación de potencia de la serie LM78XX, como cualquier dispositivo de alimentación, depende en gran medida del tipo de disipador de calor utilizado. Los gráficos del dispositivo muestran que puede ser tan alto como 20 W con la caja TO-3. El voltaje de salida típico está dentro de aproximadamente el 5 por ciento del valor nominal. Esto indica la precisión inherente del CI, y no es una medida de sus habilidades de regulación. Las cifras para la regulación de carga y línea se dan en la ficha técnica. Para una varianza en el voltaje de línea de más de 2:1, podemos ver que el voltaje de salida varía en no más de 1 por ciento de la salida nominal. La regulación de carga en el peor de los casos es igual de buena, ya que no muestra más del 1 por ciento de desviación para un cambio de corriente de carga de 5 mA a 1.5 A. También se puede ver que el regulador consume muy poca corriente de espera, solo 8.5 mA en un amplio rango de temperatura.

La salida de la serie LM78XX es bastante limpia. El LM7815 muestra un voltaje de ruido de salida de 90 μV, típicamente, y un rechazo de ondulación promedio de 70 dB. Esto significa que la ondulación presentada a la entrada del regulador se reduce en 70 dB en la salida. Debido a que 70 dB se traduce en un factor de más de 3000, esto significa que una señal de ondulación de entrada de 1 V se reducirá a menos de un tercio de milivoltios en la salida. Vale la pena señalar que esta cifra depende de la frecuencia, como lo muestra la gráfica de rechazo de ondulación. Afortunadamente, el valor máximo ocurre en el rango deseado de 60 a 120 Hz.

El último elemento importante de la hoja de datos es extremadamente importante: Voltaje de entrada requerido para mantener la regulación de la línea. Este valor es aproximadamente 2.5 a 2.7 V mayor que la clasificación nominal del regulador. Sin este espacio libre, el regulador dejará de funcionar correctamente. Aunque es deseable mantener bajo el voltaje diferencial de entrada/salida para disminuir la disipación de potencia del dispositivo y maximizar la eficiencia, un valor demasiado bajo paralizará el regulador. Como se ve en el gráfico de corriente de salida pico, las corrientes de carga más altas se logran cuando el diferencial está en el rango de 5 a 10 V.

En todos los casos, los dispositivos ofrecen apagado térmico y protección contra cortocircuitos de salida. El voltaje máximo de entrada está limitado a 35 V. Además de la serie LM78XX, hay disponibles tipos especiales de alta corriente con salidas en el rango de 3 A y superior.

Figura\(\PageIndex{4}\): Alimentación dual para circuitos de amplificador operacional.

Como ejemplo, una fuente de alimentación bipolar se muestra en la Figura\(\PageIndex{4}\). Se utiliza un transformador de toma central para generar las polaridades positivas/negativas requeridas. \(C_1\)y\(C_2\) sirven como condensadores de filtro. El pico positivo a través de cada condensador no debe exceder los 35 V, o los reguladores pueden estar dañados. El voltaje mínimo a través de los condensadores debe ser al menos 3 V mayor que el nivel de salida deseado. El tamaño exacto del condensador depende de la cantidad de corriente de carga esperada. De manera similar, la magnitud de la corriente de carga determinará qué estilo de caso se utilizará. Capacitores\(C_3\) y\(C_4\) son unidades de 220 nF y solo se requieren si los reguladores están ubicados a varias pulgadas o más de los condensadores del filtro. Si se requiere su uso,\(C_3\) y se\(C_4\) debe ubicar muy cerca del regulador. \(C_5\)y\(C_6\) se utilizan para mejorar la respuesta transitoria del regulador. No se utilizan para filtrar ni para estabilizar circuitos. A través de un mal uso común,\(C_5\) y a menudo\(C_6\) se les llama “capacitores de estabilidad”, aunque esta no es su función. Finalmente, los diodos\(D_1\) y\(D_2\) protegen los reguladores de las condiciones de sobretensión de salida, como las experimentadas con cargas inductivas.

Como puede ver, diseñar fuentes de alimentación reguladas por voltaje fijo moderado con esta plantilla puede ser un ejercicio muy sencillo. Una vez configurada la fuente de alimentación básica, todo lo que se necesita agregar son los reguladores y algunos condensadores y diodos. Simplemente, el regulador está “conectado” a un suministro básico no regulado filtrado por condensador. Para un simple suministro de polaridad única, los componentes adicionales se pueden reducir a un solo IC regulador, ignorándose los condensadores adicionales y el diodo.

8.3.2: Impulso de corriente

Para corrientes de salida muy altas, es posible utilizar transistores de paso externos para aumentar los CI reguladores lineales básicos. Un ejemplo se muestra en la Figura\(\PageIndex{5}\). Cuando la corriente de entrada sube a cierto nivel, la caída de voltaje\(R_1\) será lo suficientemente grande como para encender el transistor\(Q_1\). Cuando\(Q_1\) comienza a conducir, una corriente fluirá a través\(R_3\). A medida que esta corriente aumente, el potencial a través\(R_3\) aumentará hasta el punto en que se\(Q_2\) encenderá el transistor de potencia. \(Q_2\)se encargará de cualquier aumento adicional en la corriente de carga. Normalmente,\(R_1\) se establece de manera que el regulador esté funcionando a mejor de la mitad de su clasificación máxima antes de que ocurra el cambio. Un valor típico sería 22\(\Omega\). Por ejemplo, si la conmutación ocurre a 1 A, el regulador suministrará toda la demanda de la carga hasta 1 A. Si la carga requiere más de 1 A, el regulador suministrará 1 A y el transistor de potencia suministrará el resto. Los circuitos de este tipo a menudo necesitan una corriente de carga mínima para funcionar correctamente. Este “sangrado” se puede lograr agregando una sola resistencia en paralelo con la carga.

Figura\(\PageIndex{5}\): Transistores de paso para aumentar la corriente de carga.

Otra posibilidad para aumentar la corriente de salida es mediante dispositivos paralelos y agregar resistencias de balasto pequeñas. Un ejemplo de esto se muestra en la Figura\(\PageIndex{6}\). Las resistencias de balasto se utilizan para crear retroalimentación local. Esto reduce el acaparamiento de corriente y obliga a los reguladores a compartir por igual la corriente de carga. (Esta es la misma técnica que se usa comúnmente en amplificadores de alta potencia para que múltiples transistores de salida puedan conectarse en paralelo). El tamaño de las resistencias de lastre es bastante bajo, generalmente 0.5\(\Omega\) o menos.

Figura\(\PageIndex{6}\): Dispositivos paralelos para aumentar la corriente de carga

8.3.3: Reguladores de baja deserción

Los reguladores de baja deserción (generalmente acortados a LDO) son una subclase especial de reguladores lineales ordinarios. Generalmente, operan de la misma manera, pero con una excepción importante. A diferencia de los reguladores lineales normales, los LDO no requieren un gran voltaje diferencial de entrada/salida de varios voltios. En cambio, los LDO regularán con un diferencial de tan solo unas décimas de voltio. Este diferencial mínimo de entrada/salida se conoce como voltaje de caída. Con un requisito de espacio libre reducido, el LDO es mucho más eficiente que el regulador estándar, especialmente con salidas de bajo voltaje. Un ejemplo es el LM2940. Al igual que el LM78XX, este regulador está disponible en muchos potenciales de salida populares, incluyendo 5, 12 y 15 V. Está clasificado para una corriente de salida de 1 A. A la corriente máxima, la tensión de caída es típicamente de 0.5 V. En una salida de 100 mA, la tensión de caída es típicamente de 110 mV.

8.3.4: Reguladores programables y de seguimiento

Junto con los reguladores fijos simples de tres pines, hay disponibles varios dispositivos ajustables o programables. Algunos dispositivos también incluyen características como la limitación de corriente programable. Además, es posible configurar múltiples reguladores para que se rastreen, o se sigan, entre sí.

Un regulador ajustable popular es el LM317. Este dispositivo es funcionalmente similar a la serie 340 discutida en la sección anterior. En esencia, tiene una referencia interna de 1.25 V. Mediante el uso de un divisor de voltaje externo, se dispone de una amplia gama de potenciales de salida. El LM317 producirá una corriente máxima de 1.5 A y una tensión máxima de 37 V. Un diagrama de conexión básico se muestra en la Figura\(\PageIndex{7}\). El\(R_1/R_2\) divisor establece el voltaje de salida de acuerdo con la fórmula

\[ V_{out} = 1.25 V( 1+ \frac{R_2}{R_1} ) + I_{adj} R_2 \nonumber \]

\(I_{adj}\)es la corriente que fluye a través del pin de ajuste inferior. \(I_{adj}\)es de aproximadamente 100 μA, y siendo así de pequeño, puede ignorarse a una primera aproximación. \(R_1\)se establece en 240\(\Omega\). D1 sirve como dispositivo de protección para sobretensiones de salida como se ve en la sección anterior. El condensador de 10 μF se utiliza para aumentar el rechazo de ondulación del dispositivo. La adición de este condensador aumentará el rechazo de ondulación en al menos 10 dB. \(D_2\)El diodo se utiliza para evitar posibles descargas destructivas del condensador de 10 μF. En la práctica,\(R_2\) se establece en una resistencia de tamaño fijo para suministros estáticos, o es un potenciómetro para suministros ajustables por el usuario.

Figura\(\PageIndex{7}\): Regulador LM317 básico.

Ejemplo\(\PageIndex{3}\)

Determine un valor para para\(R_2\) que la salida sea ajustable desde un mínimo de 1.25 V hasta un máximo de 15 V.

Para el valor mínimo,\(R_2\) debe ser 0\(\Omega\). Ignorando el efecto de\(I_{adj}\), el valor máximo es encontrado por

\[ V_{out} = 1.25 V ( 1+ \frac{R_2}{R_1} ) \nonumber \]

\[ R_2 = R_1 \times ( \frac{V_{out}}{1.25 V} −1) \nonumber \]

\[ R_2 = 240 \times ( \frac{15 V}{1.25 V} −1) \nonumber \]

\[ R_2 = 2.64 k \nonumber \]

Normalmente, dicho valor no está disponible para potenciómetros de stock. Una\(\Omega\) unidad de 2.5 k puede estar fácilmente disponible, por lo que se\(R_1\) puede reducir un poco para compensar.

Simulación por Computadora

La figura\(\PageIndex{8}\) muestra una simulación del regulador diseñado en Ejemplo\(\PageIndex{3}\). El modelo LM117 utilizado es muy similar al LM317. El valor máximo del potenciómetro de 2.5 k\(\Omega\) se utiliza aquí para ver qué tan lejos está el diseño del objetivo de 15 voltios. Al igual que en la simulación del capítulo anterior, una onda sinusoidal montada en un desplazamiento de CC se utiliza como entrada para imitar la presencia de ondulación en la fuente de alimentación no regulada. El Análisis Transitorio de Multisim se utiliza para trazar las formas de onda de entrada y salida. El circuito produce una salida de CC muy estable según se desee. Además, el nivel está a solo unas décimas de voltio tímido del máximo deseado de 15 voltios, como se esperaba. La simulación verifica bastante bien los cálculos manuales.

Figura\(\PageIndex{8a}\): Simulación LM317/LM117.

Al usar el LM317, si se necesita un valor mínimo mayor a 1.25 V, la olla se puede colocar en serie con una resistencia fija. Como alternativa, se pueden obtener valores preestablecidos precisos mediante el uso de un interruptor giratorio y un banco de resistencias fijas, como se muestra en la Figura\(\PageIndex{9}\). De hecho, estas técnicas también pueden aplicarse a los dispositivos fijos de tres pines presentados en la sección anterior. Por ejemplo, un LM7805 se puede usar como regulador de 15 V simplemente agregando una red divisora externa como se muestra en la Figura\(\PageIndex{10}\). Se puede pensar en el LM7805 como un LM317 con una referencia de 5 V. Los valores exactos no son críticos; lo importante es que la relación de las dos resistencias sea 2:1.

Figura\(\PageIndex{8b}\): Formas de onda de Multisim.

Uno de los principales problemas con los reguladores lineales ajustables es una limitación de “extremo inferior”. Es más fácil para un regulador de este tipo generar una corriente de carga alta a una tensión de carga alta que generar una corriente de carga alta a una tensión de carga baja. La razón de esto es que a bajas tensiones de salida, el transistor de paso interno ve un voltaje diferencial muy alto. Esto da como resultado una disipación de potencia muy alta. Si el dispositivo se calienta demasiado, los circuitos de protección térmica pueden activarse. Desde el punto de vista de un usuario, esto significa que la fuente de alimentación puede producir una salida de 15 V, 1 A, pero no puede producir una salida de 5 V, 1 A.

Figura\(\PageIndex{9}\): Regulación ajustable.

Figura\(\PageIndex{10}\): Voltaje de salida variable con un regulador fijo.

Otro IC regulador popular es el LM723. Este dispositivo es de un diseño más modular y permite la limitación de corriente preestablecida. El circuito equivalente de 723 se muestra en la Figura\(\PageIndex{11}\). Por sí mismo, el LM723 solo es capaz de producir 150 mA. Con el uso de transistores de paso externos, un regulador basado en LM723 puede producir varios amperios de corriente de carga. La referencia interna es aproximadamente 7.15 V. Debido a esto, existen dos configuraciones básicas: una para salidas inferiores a 7 V, y otra para salidas superiores a 7 V. Estas configuraciones y sus fórmulas de salida se muestran en la Figura\(\PageIndex{12}\).

Figura\(\PageIndex{11}\): Circuito equivalente LM723. Reimpreso cortesía de Texas Instrutments

Al combinar Figura\(\PageIndex{10}\) con Figura\(\PageIndex{11}\) y redibujar los resultados en Figuras\(\PageIndex{13a}\) y se\(\PageIndex{13b}\) puede ver un fuerte parecido con el regulador de amplificador operacional básico encontrado anteriormente. La figura\(\PageIndex{13a}\) se utiliza para salidas mayores a la referencia de 7.15 V. Como tal, las resistencias\(R_1\) y\(R_2\) se utilizan para establecer la ganancia del amplificador interno (es decir, la cantidad por la que se multiplicará la referencia). La resistencia\(R_3\) simplemente sirve como compensación de polarización de CC para\(R_1\) y\(R_2\). Para salidas menores a la referencia,\(R_1\) y\(R_2\) sirven como divisor de voltaje, lo que efectivamente reduce la referencia, mientras que el amplificador opera con una ganancia de unidad. Nuevamente, R3 sirve como compensación de sesgo. En resumen, el voltaje de salida se determina una vez más por el voltaje de referencia en conjunto con un par de resistencias. En ambos casos, el límite de corriente de salida es establecido por

\[ I_{limit} = \frac{V_{sense}}{R_{sc}} \nonumber \]

Donde\(V_{sense}\) es aproximadamente 0.65 V a temperatura ambiente (para otras temperaturas, se da una\(V_{sense}\) gráfica en la hoja de datos LM723). Esta Ecuación se puede encontrar en la hoja de datos del fabricante, pero se puede derivar fácilmente inspeccionando la Figura\(\PageIndex{13}\). \(R_{sc}\)La resistencia se coloca en serie con la carga, y así, la corriente a través de ella es la corriente de carga (ignorando la pequeña corriente requerida por las resistencias de ajuste). El transistor de límite de corriente está conectado de modo que el voltaje\(R_{sc}\) transversal se aplique a la unión base-emisor de este transistor. El colector del transistor de límite de corriente está conectado a la base del transistor de paso de salida. Si la corriente de salida se eleva hasta el punto en el que el voltaje a través\(R_{sc}\) excede aproximadamente 0.65 V, el transistor de límite de corriente se encenderá, desviando así la corriente de accionamiento de salida del transistor de paso de salida. Como puedes ver, la fórmula para\(I_{limit}\) es poco más que la aplicación directa de la Ley de Ohm. Este esquema es similar al método examinado en el Capítulo Dos para limitar de manera segura la corriente de salida de un amplificador operacional.

Figura\(\PageIndex{12}\): LM723 “hook ups”. Reimpreso cortesía de Texas Instrutments

Figura\(\PageIndex{12}\) (continuación): LM723 “enganches”. Reimpreso cortesía de Texas Instrutments

Figura\(\PageIndex{13}\): Dos configuraciones básicas de un regualtor LM723. a. Salida > 7.15 voltios (arriba). b. Salida < 7.15 voltios (abajo).

Ejemplo\(\PageIndex{4}\)

Diseñe un regulador de +12 V usando el LM723, con un límite de corriente de 50 mA.

La forma básica para ello es la versión que se muestra en\(\PageIndex{12.2}\). La ecuación de salida apropiada es

\[ V_{out} = V_{ref} \frac{R_1+R_2}{R_2} \nonumber \]

Elegir un valor arbitrario para\(R_2\) de 10 k\(\Omega\), y luego resolver para\(R_1\),

\[ R_1 = \frac{V_{out}}{V_{ref}} R_2 − R_2 \nonumber \]

\[ R_1 = \frac{12V}{7.15 V} 10 k − 10 k \nonumber \]

\[ R_1 = 6.78 k \nonumber \]

Para la resistencia de detección de corriente,

\[ I_{limit} = \frac{V_{sense}}{R_{sc}} \nonumber \]

\[ R_{sc} = \frac{V_{sense}}{I_{limit}} \nonumber \]

\[ R_{sc} = \frac{0.65 V}{50 mA} \nonumber \]

\[ R_{sc} = 13 \Omega \nonumber \]

Finalmente, para la deriva de temperatura mínima,\(R_3\) se incluye, y se establece en\(R_1 || R_2\)

\[ R_3 = R_1 || R_2 \nonumber \]

\[ R_3 = 10 k || 6.78 k \nonumber \]

\[ R_3 = 4.04 k \nonumber \]

El circuito terminado se muestra en la Figura\(\PageIndex{14}\).

Figura\(\PageIndex{14}\): Circuito de 12 voltios completado por Ejemplo\(\PageIndex{4}\).

Ejemplo\(\PageIndex{5}\)

Usando el LM723, diseñe una fuente continuamente ajustable de 2V a 5V, con un límite de corriente de 1.0 A.

La forma básica para ello es la versión que se muestra en la Figura\(\PageIndex{12.1}\). La ecuación de salida apropiada es

\[ V_{out} = V_{ref} \frac{R_2}{R_1+R_2} \nonumber \]

Necesitamos hacer algunas modificaciones a la forma básica para acomodar la corriente de salida alta y el ajuste del voltaje de salida. Una posibilidad se muestra en la Figura\(\PageIndex{15}\).

Figura\(\PageIndex{15}\): Circuito por Ejemplo\(\PageIndex{5}\): Regulador de 2 V a 5 V, 1 amperio.

Para producir una corriente de carga de 1 A, se utilizará un transistor de paso externo. Para obtener el ajuste de voltaje deseado, la resistencia\(R_1\) se reemplaza con una combinación de potenciómetro/resistencia en serie (\(R_{1a}, R_{1b}\)). De esta manera, el valor mínimo para R1 será R1b, y el valor máximo será\(R_{1a} + R_{1b}\). Hay varias formas en las que podemos acercarnos al cálculo de estas tres resistencias. Quizás lo más fácil es elegir un valor para\(R_2\) y luego determinar valores para\(R_{1a}\) y\(R_{1b}\). Aunque esto es bastante sencillo, no es muy práctico porque lo más probable es que termines con un tamaño extraño para el potenciómetro. Un mejor enfoque, aunque admitiblemente más involucrado, gira en torno a la selección de un valor de bote razonable, como 10 k\(\Omega\). Dados los potenciales de salida deseados, se pueden encontrar las otras dos resistencias.

En primer lugar, tenga en cuenta que estas tres resistencias no son más que un divisor de voltaje. La ecuación de voltaje de salida se puede reescribir como

\[ \frac{R_1+R_2}{R_2} = \frac{V_{ref}}{V_{out}} \nonumber \]

Para el caso máximo, tenemos

\[ \frac{R_{1b} + R_2}{R_2} = \frac{V_{ref}}{V_{out}} \nonumber \]

\[ \frac{R_{1b} + R_2}{R_2} = \frac{7.15 V}{5 V} \nonumber \]

\[ \frac{R_{1b} + R_2}{R_2} = 1.43 \nonumber \]

Si consideramos\(R_2\) que es unidad, podemos decir que la relación de las dos resistencias a\(R_2\) es de 1. 43:1, o, que la relación de\(R_{1b}\) a\(R_2\) es 0. 43:1.
Para el caso mínimo, tenemos

\[ \frac{R_{1a} + R_{1b} + R_2}{R_2} = \frac{V_{ref}}{V_{out}} \nonumber \]

\[ \frac{R_{1a} + R_{1b} + R_2}{R_2} = \frac{7.15 V}{2 V} \nonumber \]

\[ \frac{R_{1a} + R_{1b} + R_2}{R_2} = 3.575 \nonumber \]

Podemos decir que la relación de las tres resistencias a\(R_2\) es de 3. 575:1, o que la relación de\(R_{1a}+R_{1b}\) a\(R_2\) es 2. 575:1. Porque ya sabemos que la relación de\(R_{1b}\) a\(R_2\) es 0. 43:1, la relación de\(R_{1a}\) a\(R_2\) debe ser la diferencia, o 2. 145:1. Porque elegimos 10 k\(\Omega\) para\(R_{1a}\),

\[ R_2 = \frac{R_{1a}}{2.145} \nonumber \]

\[ R_2 = \frac{10 k}{2.145} \nonumber \]

\[ R_2 = 4.66 k \nonumber \]

Del mismo modo,

\[ R_{1b} = R_2\times 0.43 \nonumber \]

\[ R_{1b} = 4.66k\times 0.43 \nonumber \]

\[ R_{1b} = 2k \nonumber \]

Para la resistencia de detección de corriente,

\[ I_{limit} = \frac{V_{sense}}{R_{sc}} \nonumber \]

\[ R_{sc} = \frac{V_{sense}}{I_{limit}} \nonumber \]

\[ R_{sc} = \frac{0.65V}{1.0 A} \nonumber \]

\[ R_{sc} = 0.65 \Omega \nonumber \]

Para la deriva de temperatura mínima,\(R_3\) se incluye y se establece en\(R_1 || R_2\). Debido a que\(R_1\) es ajustable, se utilizará un valor de punto medio.

\[ R_3 = R_1 || R_2 \nonumber \]

\[ R_3 = 6k || 4.66k \nonumber \]

\[ R_3 = 2.62 k \nonumber \]

El cálculo final involucra el transistor de paso externo. Este diseño utiliza una salida de 1 A, por lo que este dispositivo debe ser capaz de manejar esta corriente continuamente. Además, se requiere una\(\beta\) especificación mínima. Como el LM723 estará impulsando el transistor de paso, el LM723 solo necesita producir corriente de accionamiento base. Con una salida máxima de 150 mA, esto se traduce en un mínimo\(\beta\) de

\[ \beta_{min} = \frac{I_c}{I_b} \nonumber \]

\[ \beta_{min} = \frac{1 A}{150 mA} \nonumber \]

\[ \beta_{min} = 6.67 \nonumber \]

Este valor no debería plantear ningún problema para un transistor de potencia.

Además de las aplicaciones que acabamos de examinar, el LM723 también se puede utilizar para hacer reguladores negativos, reguladores de conmutación y otros tipos también. Una variación útil sobre el tema básico es el uso de la limitación de corriente plegada, como se ve en la Figura\(\PageIndex{12.6}\). A diferencia de la forma ordinaria de limitación de corriente, la limitación de retroceso en realidad produce una disminución en la corriente de salida una vez que se alcanza el punto límite. La figura\(\PageIndex{16a}\) muestra el efecto de la limitación ordinaria. Una vez que se alcanza el punto límite, se ignorarán las demandas adicionales por parte de la carga. El problema con esta disposición es que bajo condiciones de cortocircuito, el transistor de paso estará bajo una fuerte tensión. Debido a que la carga está cortocircuitada, entonces\(V_{load}\) = 0, y por lo tanto, un gran potencial caerá a través del transistor de paso. Este dispositivo ya está manejando todo el consumo de corriente, por lo que la disipación de potencia resultante puede ser muy alta. La limitación de retroceso evita este problema al reducir la corriente de salida a medida que aumenta el voltaje del transistor de paso. Observe cómo en la Figura\(\PageIndex{16b}\), la curva límite de corriente no cae directamente hacia abajo hasta el punto límite, sino que, a medida que aumenta la demanda de carga, la corriente vuelve a caer a\(I_{sc}\). Al limitar la corriente de esta manera, se logra una disipación de potencia mucho menor.

Figura\(\PageIndex{16}\): Limitación de corriente. a. Ordinaria (arriba). b. Doblar hacia atrás (abajo).

Nuestro último elemento de interés en esta sección es la serie de reguladores dobles LT3032. Estos dispositivos son de particular interés para el técnico y diseñador de amplificadores operacionales. El LT3032 está disponible como regulador bipolar fijo en salidas de\(\pm\) 3.3,\(\pm\) 5,\(\pm\) 12 o\(\pm\) 15 voltios. Otra variante ofrece salida ajustable desde\(\pm\) 1.22 voltios hasta\(\pm\) 20 voltios. La capacidad de corriente de salida es de hasta 150 mA. Estos dispositivos son ideales para alimentar circuitos de amplificador operacional de uso general.

El circuito en la Figura\(\PageIndex{17}\) es un regulador dual de configuración mínima de piezas que requiere solo dos resistencias y un condensador por lado.. Todo lo que se necesita antes de este circuito es una disposición estándar de transformador, rectificador y condensador de filtro, como la que se encuentra en la Figura\(\PageIndex{4}\). La salida máxima (descargada) de los condensadores de filtro no debe ser superior a 20 V para evitar daños en el LT3032. Este circuito es ciertamente más simple que el regulador basado en LM317 de la Figura\(\PageIndex{7}\), y no es muy diferente de un diseño basado en LM340. De hecho, observe la similitud de las ecuaciones de diseño presentadas para el LM317 y el LT3032. Nuevamente, vemos que el potencial de salida se encuentra esencialmente multiplicando un voltaje de referencia por una ganancia de voltaje serie-paralelo. La desventaja es que su disipación de potencia y corrientes máximas son considerablemente menores que sus contrapartes LM340 o LM317. Aún así, una capacidad de salida de 150 mA es suficiente para impulsar una gran cantidad de amplificadores operacionales y otros dispositivos de señal pequeños.

Figura\(\PageIndex{17}\): Pinout LT3032 y fórmulas. Reimpreso con permiso de Linear Technology

La limitación de corriente y el apagado térmico están incorporados. Otras características de diseño incluyen el hecho de que el LT3032 es un regulador de baja caída que requiere solo un diferencial de 300 milivoltios por canal. Se incluye protección ESD (descarga electrostática) y no se requieren diodos de protección de polaridad de salida inversa. Además, la adición de un pequeño condensador de 10 nF en cada salida reducirá el voltaje del ruido del regulador hasta el rango RMS de 20 a 30 microvoltios.

Hay muchos otros circuitos integrados reguladores lineales disponibles para el diseñador que se han presentado aquí. Muchos de estos dispositivos son bastante especializados, y todas las unidades parecen tener su propio conjunto especial de fórmulas operativas y gráficas. Hay, sin embargo, algunos hilos comunes entre todos ellos. Primero, debido a la relativa complejidad interna, los fabricantes suelen dar pautas de aplicación muy específicas para sus CI particulares. La secuencia de diseño resultante es más bien como seguir un libro de cocina y facilita mucho la vida del diseñador. Segundo, como se mencionó al principio, todos los reguladores lineales tienden a ser bastante ineficientes. Esta ineficiencia es inherente al diseño e implementación de los circuitos de regulación lineal, y no se puede evitar. En el mejor de los casos, la ineficiencia se puede minimizar para una aplicación determinada. Para lograr una alta eficiencia, se debe considerar una topología diferente. Una alternativa es el regulador de conmutación.