Saltar al contenido principal
LibreTexts Español

7.4: Corriente de entrada

  • Page ID
    84326
  • \( \newcommand{\vecs}[1]{\overset { \scriptstyle \rightharpoonup} {\mathbf{#1}} } \)

    \( \newcommand{\vecd}[1]{\overset{-\!-\!\rightharpoonup}{\vphantom{a}\smash {#1}}} \)

    \( \newcommand{\id}{\mathrm{id}}\) \( \newcommand{\Span}{\mathrm{span}}\)

    ( \newcommand{\kernel}{\mathrm{null}\,}\) \( \newcommand{\range}{\mathrm{range}\,}\)

    \( \newcommand{\RealPart}{\mathrm{Re}}\) \( \newcommand{\ImaginaryPart}{\mathrm{Im}}\)

    \( \newcommand{\Argument}{\mathrm{Arg}}\) \( \newcommand{\norm}[1]{\| #1 \|}\)

    \( \newcommand{\inner}[2]{\langle #1, #2 \rangle}\)

    \( \newcommand{\Span}{\mathrm{span}}\)

    \( \newcommand{\id}{\mathrm{id}}\)

    \( \newcommand{\Span}{\mathrm{span}}\)

    \( \newcommand{\kernel}{\mathrm{null}\,}\)

    \( \newcommand{\range}{\mathrm{range}\,}\)

    \( \newcommand{\RealPart}{\mathrm{Re}}\)

    \( \newcommand{\ImaginaryPart}{\mathrm{Im}}\)

    \( \newcommand{\Argument}{\mathrm{Arg}}\)

    \( \newcommand{\norm}[1]{\| #1 \|}\)

    \( \newcommand{\inner}[2]{\langle #1, #2 \rangle}\)

    \( \newcommand{\Span}{\mathrm{span}}\) \( \newcommand{\AA}{\unicode[.8,0]{x212B}}\)

    \( \newcommand{\vectorA}[1]{\vec{#1}}      % arrow\)

    \( \newcommand{\vectorAt}[1]{\vec{\text{#1}}}      % arrow\)

    \( \newcommand{\vectorB}[1]{\overset { \scriptstyle \rightharpoonup} {\mathbf{#1}} } \)

    \( \newcommand{\vectorC}[1]{\textbf{#1}} \)

    \( \newcommand{\vectorD}[1]{\overrightarrow{#1}} \)

    \( \newcommand{\vectorDt}[1]{\overrightarrow{\text{#1}}} \)

    \( \newcommand{\vectE}[1]{\overset{-\!-\!\rightharpoonup}{\vphantom{a}\smash{\mathbf {#1}}}} \)

    \( \newcommand{\vecs}[1]{\overset { \scriptstyle \rightharpoonup} {\mathbf{#1}} } \)

    \( \newcommand{\vecd}[1]{\overset{-\!-\!\rightharpoonup}{\vphantom{a}\smash {#1}}} \)

    La discusión de los errores del circuito de entrada hasta este punto se ha centrado en la deriva de voltaje referida a la entrada. Las señales de compensación de entrada adicionales surgen de la corriente de entrada si la resistencia de la fuente de señal es alta En muchos amplificadores d-c construidos usando transistores bipolares, dominan los desplazamientos de la corriente de entrada. Una alternativa es el uso de transistores de efecto de campo de puerta de unión o metal-óxido-semiconductor (Mos) que exhiben corrientes de entrada sustancialmente más bajas. Desafortunadamente, la deriva de voltaje de los transistores de efecto de campo de puerta de unión es aproximadamente un orden de magnitud peor que la de los dispositivos bipolares. Los dispositivos Mos, con voltajes umbral dependientes de la carga superficial atrapada, son aún más inestables. Las técnicas utilizadas para estabilizar el funcionamiento de estos dispositivos son significativamente diferentes a las utilizadas con transistores bipolares y no se discuten aquí. (L. Orchard y T. Hallen, “Precauciones de diseño del amplificador Fet”, EDN, agosto de 1968.)

    En contraste con el voltaje de base a emisor, que varía de una manera altamente predecible con la temperatura, la dependencia de la temperatura de la corriente base es una función compleja de la estructura del transistor. Además, hacer coincidir la mayoría de los parámetros de dos transistores, incluyendo 0 a una temperatura, no asegura una ganancia de corriente igual a alguna temperatura diferente. Como cuestión de interés práctico, el cambio fraccional en la ganancia de corriente con la temperatura\((1/\beta )(\partial \beta /\partial T)\), es típicamente de 0.5 a 1% por grado centígrado, con valores algo más altos medidos a bajas corrientes de colector y bajas temperaturas.

    Si bien estas variaciones impredecibles\(\beta\) hacen que los esquemas de compensación de corriente de entrada sean menos precisos que la compensación de deriva de voltaje, hay varios métodos útiles disponibles para reducir la corriente de entrada.

    Operación a baja corriente

    A pesar de la renuencia de los fabricantes a admitirlo, hay muchos tipos de transistores que exhiben ganancias de corriente útiles a corrientes de colector bajas. No es inusual encontrar unidades con un valor por\(\beta\) encima de 10 at\(I_c = 10^{-11} A\), y los dispositivos con ganancias de corriente de 100 at\(I_c = 10^{-9} A\) se seleccionan fácilmente de varias familias. Claramente, la operación a una corriente de colector reducida es una aproximación a la corriente de entrada baja. Una desventaja de esta técnica es que la corriente de fuga de colector a base puede dominar la corriente de entrada, particularmente a altas temperaturas, o puede contribuir a una deriva excesiva de voltaje (ver Sección 7.3.5). Sin embargo, se\(I_{CBO}\) puede eliminar operando un transistor a voltaje cero colector a base, y hay varias técnicas de circuito que mantienen este voltaje bajo pero permiten el funcionamiento en una amplia gama de voltajes de entrada.

    Un problema más fundamental es el bajo\(f_T\) (producto de ganancia de ancho de banda de corriente) de los dispositivos que operan a corrientes de colector bajas. Por debajo de cierto nivel de corriente, la capacitancia de base a emisor\(C_{\pi}\) está dominada por una capacitancia de capa de carga espacial, y esta cantidad es independiente de la corriente. Dado que la capacitancia de colector a base\(C_{\mu}\) es independiente de la corriente de funcionamiento y\(g_m\) es directamente proporcional a la corriente,

    \[f_T = \dfrac{g_m}{2\pi (C_{\pi} + C_{\mu})} \nonumber \]

    es directamente proporcional a la corriente a corrientes de funcionamiento bajas. Un valor típico para\(f_T\) una corriente de colector de 1 nA es de 1 kHz.

    Técnicas de Cancelación

    2021-08-13 8.58.13.png
    Figura 7.13 Método para eliminar los efectos de la corriente de entrada.

    Si bien la variación de la corriente de entrada con la temperatura no es tan predecible como la del voltaje de base a emisor, varias técnicas de compensación aprovechan para igualar esta cantidad. La figura 7.13 muestra una posibilidad. Aquí se supone que las impedancias de origen asociadas a las dos señales de entrada son resistivas y fijas. Si

    \[i_{B1} R_A = i_{B2} R_B\label{eq7.4.2} \]

    la caída a través de cada resistencia de fuente es igual y el efecto neto es simplemente aplicar una señal de entrada de modo común al amplificador. (Se supone en esta discusión que las corrientes de entrada son independientes del voltaje de entrada diferencial. Esto no es cierto para señales grandes, pero en muchas aplicaciones las señales aplicadas a un amplificador diferencial son lo suficientemente pequeñas como para hacer que las variaciones de corriente base con nivel de señal sean insignificantes. En la Sección 7.4.3 se indica una técnica para compensar la variación de la corriente de entrada con niveles de señal.) Del mismo modo, si

    \[R_A \dfrac{\partial i_{B1}}{\partial T} = R_B \dfrac{\partial i_{B2}}{\partial T}\label{eq7.4.3} \]

    se eliminan los efectos de las corrientes de entrada dependientes de la temperatura. Ambas Ecuaciones\(\ref{eq7.4.2}\) y\(\ref{eq7.4.3}\) se satisfacen si se seleccionan las resistencias para igualar las caídas de voltaje a una temperatura y si el cambio fraccionario en\(\beta\) con la temperatura es igual para ambos dispositivos. La técnica de ecualización de las resistencias conectadas a las dos entradas (asumiendo efectivamente corrientes de entrada iguales) se utiliza frecuentemente en las conexiones operacional-amplificador.

    2021-08-13 9.08.20.png
    Figura 7.14 Cancelación de corriente de entrada con transistores.

    En algunas aplicaciones, es importante reducir la magnitud de una o ambas corrientes base de un amplificador, no simplemente asegurar que las dos corrientes de entrada a un amplificador diferencial sean iguales. Claramente, un enfoque muy simple es proporcionar las corrientes de polarización del amplificador a través de resistencias conectadas a una tensión de alimentación de polaridad apropiada. Desafortunadamente, la corriente de polarización suministrada por este método es independiente de la temperatura y, por lo tanto, la variación en la corriente de entrada del amplificador con la temperatura no disminuye. La Figura 7.14 muestra una manera de proporcionar un grado de cancelación. Si los\(\beta\) s de los transistores NPN y PNP correspondientes son iguales, la corriente vista en cualquiera de las entradas es cero cuando las corrientes de colector de los dos NPN son iguales. El uso de fuentes de corriente en los emisores de los PNP proporciona una corriente compensadora que es independiente del nivel de modo común.

    2021-08-13 9.12.52.png
    Figura 7.15 Uso de un diodo para compensación de corriente de entrada.

    Otra técnica es utilizar las características de voltaje directo dependientes de la temperatura de un diodo para generar una corriente de compen sating dependiente de la temperatura, como se muestra en la Figura 7.15. El amplificador en sí se muestra diagramáticamente en esta figura, y sólo se indica una entrada, cercana al potencial de tierra. \(R_1\)La resistencia establece una corriente de polarización a través del diodo. Se supone que esta corriente es constante ya que se selecciona para que sea mucho mayor que\(i_A\) y que\(V_C\) sea mucho mayor que\(V_A\) y\(v_F\). La dependencia de temperatura de\ v_f\),\(\partial v_F/\partial T\), es idéntica a la de un transistor (Ecuación 7.2.5) y es aproximadamente constante con la temperatura. (La recombinación portadora en un diodo puede multiplicar el\(3k/q\) término en la Ecuación 7.2.5 por un factor entre uno y dos. Esta modificación no altera significativamente la dependencia básica.) La corriente compensadora\(i_A\) es igual a\(v_B/R_2\), y tiene un cambio fraccionario con temperatura igual a

    \[\dfrac{1}{i_A} \dfrac{\partial i_A}{\partial T} = \dfrac{1}{v_B} \dfrac{\partial v_B}{\partial T} = \dfrac{1}{(v_F + V_A)} \dfrac{\partial v_F}{\partial T} \nonumber \]

    Los dos grados de libertad representados por la selección de\(V_A\) y\(R_2\) pueden usarse para cancelar a una temperatura tanto la corriente de entrada como su primera derivada con respecto a la temperatura.

    Hay varias variaciones en esta topología básica que efectivamente arranque el voltaje de referencia para el diodo compensador de un nodo referenciado al nivel de entrada de modo común, como la conexión del emisor del par diferencial. La corriente de compensación proporcionada puede hacerse relativamente independiente del nivel de modo común de esta manera, permitiendo así que la técnica sea utilizada con voltajes de entrada a niveles arbitrarios con respecto a tierra.

    Compensación por resistencia de entrada infinita

    Los métodos de compensación introducidos hasta este punto han sido destinados a compensar las variaciones de temperatura de la corriente de polarización del transistor de entrada. Se ha supuesto que las señales de entrada son lo suficientemente pequeñas como para que el componente de corriente de entrada atribuible a la resistencia de entrada del amplificador sea insignificante. Si bien esta desigualdad generalmente se satisface en aplicaciones (como amplificadores operacionales) donde el circuito de entrada es seguido por etapas adicionales de amplificación de voltaje, muchas etapas de amplificador diferencial operan con señales diferenciales apreciables aplicadas a su entrada.

    2021-08-13 9.19.55.png
    Figura 7.16 Circuito que puede producir una resistencia de entrada diferencial infinita.
    2021-08-13 9.23.22.png
    Figura 7.17 Modelo de incremento para el circuito de la Figura 7.16

    La Figura 7.16 muestra una conexión que se puede ajustar para proporcionar una resistencia de entrada infinita a señales diferenciales. Considere una señal de entrada diferencial,\(v_{I1} = - v_{I2}\). Un positivo\(v_{I1}\) aumenta la corriente que fluye hacia la base de\(Q_1\) y provoca un cambio positivo en\(v_{O2}\). Por la elección adecuada de los parámetros es posible suministrar la corriente base requerida a través de la mano derecha\(R_1\) para que el cambio en ii, sea cero (Esta técnica, que implica retroalimentación positiva, no está exenta de peligros. La topología del circuito es esencialmente idéntica a la de un flip-flop, y si el circuito está sobrecompensado y excitado desde fuentes de alta impedancia, es posible un funcionamiento biestable). El valor necesario para\(R_1\) se calcula con la ayuda del modelo incremental de la Figura 7.17. (Las aproximaciones habituales se han incluido en el desarrollo del modelo.) Normalmente\(R_1 \gg R_L\) para que se\(R_1\) pueda descuidar la carga por. Con esta suposición, la corriente de entrada incremental\(i_{i1}\), que resulta para una entrada diferencial pura es

    \[i_{i1} = v_{i1} \left [\dfrac{1}{r_{\pi}} - \left (\dfrac{g_m R_L - 1}{R_1} \right ) \right ] \nonumber \]

    Si la ganancia de voltaje del circuito es grande de modo que\(g_mR_L \gg 1\), la resistencia de entrada diferencial es infinita para

    \[\dfrac{g_m r_{\pi} R_L}{R_1} = 1 \ \ \text{ or } \ R_1 = \beta R_L \nonumber \]

    La resistencia de entrada de modo común es disminuida por las resistencias compensadoras, ya que la Figura 7.17 muestra que

    \[\dfrac{v_{i1}}{i_{i1}} |_{v_{i1} = v_{i2}} = R_1 \nonumber \]

    2021-08-13 9.35.31.png
    Figura 7.18 Uso de transistores de base común para aumentar la resistencia de entrada en modo común.

    La alta resistencia de entrada de modo común se puede restaurar incluyendo transistores PNP en este circuito de compensación como se muestra en la Figura 7.18. Además de suministrar la corriente de compensación desde una fuente de alta resistencia, la selección de la tensión de polarización proporciona un grado adicional de libertad para controlar el nivel de reposo de la corriente de compensación.

    Entrada Darlington

    2021-08-13 9.37.41.png
    Figura 7.19 Transistores conectados a Darlington.

    Una forma obvia de reducir la corriente de entrada es usar transistores con mayores ganancias de corriente. Como se mencionó anteriormente, están disponibles transistores con ganancias de corriente superiores a 1000, y este valor debería aumentar a medida que mejoren las técnicas de procesamiento. También es posible utilizar dos transistores en la conexión Darlington mostrada en la Figura 7.19. Es fácil demostrar que a bajas frecuencias esta conexión se aproxima a un solo transistor entre terminales\(B, C\), y\(E\) con ganancia de corriente dada por

    \[\beta = \beta_2 (\beta_1 + 1) + \beta_1 \simeq \beta_1 \beta_2 \nonumber \]

    y una transconductancia

    \[g_m = \dfrac{q}{2kT} I_C \nonumber \]

    Las ganancias de corriente superiores a 101 son posibles con los dispositivos disponibles.

    2021-08-13 9.44.08.png
    Figura 7.20 Amplificador diferencial con transistores Darlington.

    La Figura 7.20 muestra un amplificador diferencial con transistores de entrada conectados a Darlington. Si bien una conexión de este tipo produce valores bajos para la corriente de entrada, la deriva de voltaje para esta configuración generalmente excede la del amplificador diferencial convencional. El problema proviene de los cambios diferenciales en las corrientes base de los transistores\(Q_1\) y\(Q_2\). (Recuerde que la ganancia de corriente varía de una manera relativamente impredecible con la temperatura.) Desde

    la resistencia vista en los emisores de transistores\(Q_3\) y\(Q_4\) es relativamente alta, los cambios de corriente producen cambios significativos en los voltajes\(v_A\) y\(v_B\). Un cambio diferencial en\(v_A\) y\(v_B\) da como resultado una deriva igual en valor a este cambio.

    Para calcular la deriva referida a la entrada a partir de este efecto, es necesario determinar cómo\(v_I\) debe variar con\(i_A\) y\(i_B\) mantener\(v_O = 0\). Supongamos que los valores de punto de operación para las dos corrientes de emisor son\(I_A\) y\(I_B\). Los cambios incrementales en estas dos corrientes que surgen de cambios en las ganancias de corriente de los transistores\(Q_1\) y\(Q_2\) están relacionados con\(I_A\) y\(I_B\) por

    \[i_a = -I_A \dfrac{\Delta \beta_1}{\beta_1} \nonumber \]

    \[i_b = -I_B \dfrac{\Delta \beta_2}{\beta_2} \nonumber \]

    donde\(\Delta \beta /\beta\) se reconoce como el cambio fraccionario en la ganancia de corriente para un transistor.

    La resistencia de salida incremental de un seguidor emisor es aproximadamente igual al recíproco de su transconductancia. Así, el cambio diferencial incremental entre\(v_A\) y\(v_B\) causado por cambios en\(i_A\) y\(i_B\), que es idénticamente igual al cambio en\(v_I\) requerido para mantener\(v_O\) igual a cero es

    \[v_a - v_b = \dfrac{i_a}{g_{m3}} - \dfrac{i_b}{g_{m4}} = \dfrac{I_B \Delta \beta_2}{g_{m4} \beta_2} - \dfrac{I_A \Delta \beta_1}{g_{m3} \beta_1}\label{eq7.4.11} \]

    Dado que las transconductancias son proporcionales a las rentas cur del punto operativo, la ecuación se\(\ref{eq7.4.11}\) reduce a

    \[v_a - v_b = \dfrac{I_B \Delta \beta_2}{(qI_B/kT)\beta_2} - \dfrac{I_A \Delta \beta_1}{(qI_A/kT)\beta_1} = \dfrac{kT}{q} \left (\dfrac{\Delta \beta_2}{\beta_2} - \dfrac{\Delta \beta_1}{\beta_1}\right ) \nonumber \]

    Tenga en cuenta que la componente de deriva atribuible a este efecto depende únicamente de los cambios diferenciales en las ganancias de corriente fraccionarias de los transistores internos. Un valor típico para el cambio fraccionario en la ganancia de corriente con la temperatura es de 0.6% por grado centígrado. Si los transistores Q y Q2 tienen este valor coincidente dentro del 10%, (Este grado de coincidencia es realista para transistores discretos seleccionados para tensiones de base a emisor coincidentes y ganancias de corriente. Normalmente se logran mejores resultados con transistores monolíticos emparejados donde el proceso de manufactura para los dos dispositivos es altamente uni form.) la deriva resultante es 15\(\mu V/ ^{\circ} C\).

    Otra dificultad potencial con el uso de las conexiones de entrada Darlington es que su cambio fraccionario en la corriente de entrada con temperatura es aproximadamente un factor de dos mayor que el de un transistor individual debido a que dos dispositivos están conectados en cascada en la conexión Darlington. Por lo tanto, la corriente de polarización baja de la configuración de Darlington no da como resultado cambios correspondientemente bajos en la corriente de polarización con la temperatura.

    Es posible intercambiar corriente de entrada por deriva aumentando las corrientes de emisor de\(Q_3\) y por\(Q_4\) encima de las corrientes base de\(Q_1\) y\(Q_2\), por ejemplo, colocando resistencias de base a emisor de\(Q_1\) y\(Q_2\). Los cambios en la corriente base tienen menos efecto ya que las resistencias de salida de\(Q_3\) y\(Q_4\) son menores como consecuencia del aumento de la corriente de polarización. Esta técnica se utiliza frecuentemente en el diseño de amplificadores con transistores de entrada Darlington.


    This page titled 7.4: Corriente de entrada is shared under a CC BY-NC-SA 4.0 license and was authored, remixed, and/or curated by James K. Roberge (MIT OpenCourseWare) .